一种自适应滤波D类音频功率放大器设计

摘要：设计了一个1.1W单通道自适应滤波的D类音频功率放大器，该功率放大器采用双边对称三角波作为载波的PWM调制方式，有效降低功放的总谐波失真度。测试结果表明：在5V电源电压下驱动4Ω负载，可提供1.1W的额定输出功率，效率高达90%。电路采用共模反馈的全差分放大输入设计具有高噪声抑制比，低静态电流与较强的抗电源干扰EMI的特点。

引言

随着便携式电子产品的不断发展，功率放大器的性能对产品的质量有着重要的音响。传统的线性功放(A、B、AB类)虽然有良好的线性度和 THD等性能，但都有共同的缺陷，效率都低于50%，功耗大，制约在便携式产品上的应用。而高效率、节能、低失真、体积小D类功放越加受到人们青睐。

本文设计了一种自适应滤波全差动音频放大器，电路2.5V-5.5V的宽电压工作范围，2.8mA的静态电流，0.5uA的关断电流，芯片内部产生 250kHz的开关频率，带共模反馈的全差分放大输入，9mS的延时启动时间，能有效防止开机浪涌电流产生的爆音干扰。该电路采用自适应滤波结构，具有高效率、低静态电流与较强的抗电源干扰EMI的特点。

1 系统电路设计

本文提出了芯片系统如图1所示，放大器内部是由两级全差分放大电路、PWM波形比较器、去尖峰逻辑电路、逻辑门驱动输出、延时启动电路、三角波产生电路、基准和偏置电路、过载保护电路组成。

输入差分信号经过全差分放大器放大之后，与250kHz的三角波信号比较，产生了PWM波。在波形产生后，通过波形的整形和去尖峰电路，得到比较纯净的PWM波形。然后进入H桥式驱动电路输出脉冲信号VO+，VO+驱动扬声器发声。

2 主要单元电路设计与实现

2.1 输入放大级

D类功放的输入放大信号是通过闭环的运算结构来实现的。这里使用了两级全差分运算放大器图2所示，全差分运放内部结构为第一级采用折叠式共源共栅运放，第二级采用共源输出级，并加入Miller补偿，提高系统相位裕度。如图3所示。

在高增益全差分放大器中，输入级的差分MOS管和有源负载的失配会对使得全差分运放的共模输出电平不稳定。因此为使全差分运放的输出共模电平的电位达到一个固定值，设计中加入了一个共模反馈网络。图3中OPAMP运放的输入端信号电位P582_G等于三角波信号Q2_B的中点电位。这个运放在整个电路中构成负反馈，那么该运放的反相端电位Vout CM信号的电位等于同相端的电位P582_G。这样，全差分共模输出电位稳定为电位P582_G。

第一级全差分运放OPAMP1中，R3和R4是外部的元器件，内部反馈电阻R908和R909电阻都为150kΩ。第一级全差分运放的增益为：

第二级全差分运放OPAMP2中，R808和R809阻值约为113kΩ，是内部输入电阻，R629和R771阻值约为240kΩ，是内部反馈电阻。第二级全差分运放的增益为：

整个电路的增益为20。

如果外部的电阻变化那么整个电路的增益为：

2.2 三角波振荡电路

本文采用的三角波振荡电路如图4所示，主要包括振荡核心电路，比较器和锁存器等。输入R182_MINUS信号提供一个接近1/2Vdd的电压，这个电压经过运放跟随，加在R197上产生一个电流，这个电流经过镜像电流源镜像给R176和R179支路，及P1634和N1637支路。当三角波振荡电路工作时，电容C44上的Vc的电位与V1、V2电位进行比较，输出控制P1634、N1637、P1635、N1636的开断。

当VcV1V2时，S端为“0”、R端为“1”：Q端为“0”、QN端为“1”。P1634和N1636开启，N1637和P1635关闭，I1电流源对电容C44充电，Vc电位升高。I2电流源电流从N1636流出，使得I2电流源不会进入线性区。

当V1VcV2时，S端为“1”、R端为“1”；Q端保持为“0”、QN端保持为“1”。P1634和N1636开启，N1637和P1635关闭，I1电流源对电容C44充电，Vc电位继续升高。

当V1V2Vc时，S端为“1”、R端为“1”；Q端变为“1”、QN端变为“0”。N1637和P1635开启，P1634和 N1636关闭，I1电流源通过P1635流出，使得I1电流源不会进入线性区。I2电流源对电容C44放电，Vc电位开始降低。

当V1VcV2时，S端为“1”、R端为“1”：Q端保持为“1”、QN端保持为“0”。N1637和P1635开启，P1634和N1636关闭，I2电流源对电容C44放电、Vc电位继续降低。

以上过程周期循环，由于对电容C44充电的电流恒定，那么电容上的电压C44 PLUS为三角波。

图4中产生三角波的信号幅值VTR与频率fTR分别为：

可获得振荡频率大约为250kHz的三角波。

2.3 PWM比较器电路

PWM比较器电路的性能直接影响到输出调制信号的准确度，因此需要建立时间快、转换速率高并且能够防止噪音扰动的高性能比较器。PWM比较器电路如图5所示。

Vout信号是全差分运放OPAMP2的输出，Q2_B信号是三角波信号。两个信号进入Q1和Q2为输入端的比较器中。经过反相器和施密特触发器X59整形后输出PWM方波信号X59_VO。这个信号X59_VO反馈到了比较器的N2619的输入端，比较器的另一N2618输入端信号为三角波的中点电位 P582_G。

当Vout信号电位大于Q2_B电位时，比较器输出端VO为低电位，经过反相器和触发器后得到高电位信号X59_VO。信号X59_VO与电位 P582_G比较后，更有利于使VO电位成为低电位。从电流角度来分析，当Vout大于Q2_B，8倍的I电流都从Q1和P374这条支路流过，同时 X59_VO大于P582_G使得一倍的I电流从N2619和P374流过，这样总共流过P374的电流为9倍

I电流。当Vout信号电平与Q2_B正好相等时，流过Q2的电流和Q1的电流都为4倍I电流，那么流过P374的电流为5倍I电流，流过P369的电流为4倍电流。在这种情况下，VO还将保持原来的低电位。整个比较器就好比施密特触发器那样，对信号有稳定作用。

2.4 内部频率和第二级差放增益调整电路

电路内部设计了同步对第二级全差分运放增益和三角波频率的调整电路，如图6所示。

电路中采用选择烧断4个多晶电阻的方法来调节，采用4线-16线译码器输出电位，来控制mos管的通断来控制电路内部电阻阻值。

电路内有4个烧写点T1、T2、T3、T4，外加一个公共烧写点T0。烧断电阻后，该支路电位为高电位;没有烧断为低电位，结果见表1所示。

3 仿真结果与分析

采用cadence的spectre仿真器，使用CSMC0.5UM 5V混合工艺模型参数对整个电路进行了仿真。

首先对输入级运放的开环增益、闭环增益、相位裕度和功耗等特性进行了仿真。结果如图8所示，其中当电源电压Vin=4.6V，Temp=27℃，运放低频开环增益为110dB，闭环增益为20 dB、相位裕度大于65deg，单位增益带宽为19MHz，功耗约为12mW。

(a)全差分运算放大器闭环增益

(b)全差分运算放大器开环增益

三角波振荡电路的仿真结果如图9所示，X1544 Y对应Q端信号，X1545 Y对应QN端信号。C44 PLUS对应三角波振荡波，VH=2.8V，VL=1.5V， 仿真得三角波和方波的周期均为4us。振荡频率大约为250kHz。

比较器电路的输出波形如图10所示，5V电源电压，接入1kHz正弦信号，调制信号为250kHz的三角波信号。可以看出，当音频信号变化时，PWM信号翻转速度很快，避免了输出信号的交越失真。

4 总结

本文基于CSMC 0.5UM 5V混合工艺设计了一种1.1W自适应滤波D类音频功率放大器。重点介绍了输入级运放电路和脉宽调制PWM模块以及产生高精度电压的基准电路模块。从仿真实验结果显示，设计的功率放大器实现了大功率条件下高性能D类音频功放的设计要求。该芯片采用BGA形式的封装，外围只需要3个元器件，应用上可以做到微型化，使用在PDA和移动电话中。