一种改进的电压跟随PFCCukAC/DC变换器

1引言

随着半导体器件的发展，电力电子装置的大量应用，导致大量谐波电流涌入电网，污染电网，这一问题已引起了各国的重视。为了限制总的谐波含量（THD）以提高功率因数，制定了许多标准，如IEC100032。近年来，如何提高功率因数成为了电力电子领域研究的热点，提出了许多有源PFC电路[1]～[3]。有两种功率因数校正方案，其一是采用控制输入电流使其接近正弦，这种方案中电路工作在连续导电模式(CCM),通常要求双闭环控制，由于对输入电流、电压及输出电压取样，这种方案比较复杂，成本高，限制了该方法的使用[4]～[5]。另一种方案是采用电压跟随（VoltageFollower）方式[6]，电路通常工作在不连续导电模式(DCM)，开关由输出电压误差信号控制，这种PFC方案仅需要一个电压控制环，这种方案相对简单，引起了研究人员的广泛关注[6]～[8]。

本文通过对工作于DCM的普通Cuk变换器功率因数校正能力的分析，给出了提高其功率因数校正能力的方案，同时使器件应力得到降低。在传统的CukDC/DC变换器中，两个电感存在依赖关系，即它们同时进入DCM或CCM，通过在电路中加一二极管，改变了它们之间的依赖关系，使它们可以独立工作于不同的导电模式。因此，在利用电压跟随方法进行功率因数校正时，令输出电感工作于CCM，而输入电感工作于DCM，从而减小了输出电压纹波，提高了变换器的效率。

2工作于DCM的CukAC/DC变换器的功

率因数校正能力

传统的CukAC/DC变换器如图1所示，当其工作于DCM时，其输入电流波形如图2所示，从图2可以得到，在一个开关周期TS内，输入电流iin的平均

图1传统的Cuk变换器

图2输入电流iin的波形

图3改进的VFPFCCukDC/DC变换器

图4变换器的主要波形

值为：=(D＋D21)TSVin/L1（1）

由式（1）可以看出，由于D21的存在，与Vin不是线性关系，D21越小，与Vin越接近线性关系，从而变换器的功率因数校正能力越强。由电感的伏秒平衡可得：

VinDTS=(VC－Vin)D21TS（2）

从而D21=D（3）

从式（3）可以看出，欲减小D21从而提高变换器的功率因数校正能力，可以通过增加VC得以实现。本文提出经改进的Cuk变换器，通过一开关电容网把储能电容分成两个大小相等的电容，它们串联充电，并联放电，从而提高了变换器的功率因数校正能力，现分析如下：

在传统的Cuk变换器中，假设电容C上的电压为VC，则其储藏的能量为CVC2/2，现由两个大小为C/2的电容C1、C2储藏相同的能量，设电容C1、C2上的电压均为VCS，则：CVC2=C1VCS2＋C2VCS2=CVCS2（4）

从上式可以看出，VCS与VC相等，但电容C1、C2是串联于电路中的，其上的电压之和为2VC，这相当于提高了式（3）中的VC，从而提高了Cuk变换器的功率因数校正能力。

3改进的CukDC/DC变换器

在传统的CukDC/DC变换器中，输入与输出电感具有相互依赖关系，即它们同时进入DCM或CCM。为解除这种依赖关系，在传统的CukDC/DC变换器中引入了一二极管VD0,在所提出的CukDC/DC变换器电路中，用一开关电容网代替储能电容C，从而提高了变换器的性能。图3为所提出的CukDC/DC变换器电路，在此基础上，提出了一种新的PFC电路。

在讨论新的PFC电路之前，首先分析图3所示的电路，为简化分析，作如下假设：

（1）电路工作进入稳态；

（2）所有元器件是理想的；

（3）开关频率fs远大于输入电压频率f，在每个

开关周期，输入电压保持恒定；

（4）电容C1、C2、C0足够大，其上的电压保持恒定。

图3所示的电路中，电感L1工作在DCM模式，电感L2工作在CCM模式，其主要的波形如图4所示，这时，电路有三种工作状态，分析如下：

模式1（t0≤tt1）：开关S导通，电源Vin向电感L1充电，电流iL1线形上升,在t1时刻，iL1达到最大值VinDTS/L1；电容C1、C2并联向电感L2，负载电容C0，负载电阻RL提供能量，电流iL2线性上升,在t1时刻,iL2达到最大值(VC－V0)DTS/L2。

模式2(t1≤tt2)：开关S断开，电源Vin和电感L1经二极管VD0向电容C1、C2充电，流过L1的电流iL1线形下降，在t2时刻，iin降为零。电感L2经VD1给负载电容C0，负载电阻RL提供能量，iL2线性下降。