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2.2 双管正激DC/DC直流变换电路

为将较高的直流母线电压VB（约390V）变换成较低的适配器输出电压Vo（12V），DC/DC部分采用了双管正激直流变换器，它由开关管S2、 S3、续流二极管D2、D3、变压器Tr、同步整流管S4、同步续流管S5、输出滤波器Lo、Co构成（参看图1）。变压器的作用是实现原、副边隔离及输入、输出电压匹配。

图3 双管正激直流变换器控制原理时序

双管正激直流变换器的控制原理时序，见图3所示（以滤波电感电流iLo连续为例）。为分析方便，假定开关管S2、S3的漏源电容为零，这样其漏源电压就能够瞬时变化。其中Vgs2、Vgs3分别是S2、S3的控制信号，两者时序完全相同。

t0～t1：t0时刻，S2、S3同时开通，变压器Tr原边绕组EF的电压为VB，即VEF=VB，则副边电压VGH=VB*N2/N1，输出滤波电感Lo中的电流iLo经电感Lo、电容Co（包括负载）、同步整流管S4、变压器副边绕组HG流通，电感Lo的前端电压VG=VGH=VB*N2/N1。由于此时VG大于适配器输出电压Vo，故iLo从iLomin线形上升到iLomax。

t1～t2：t1时刻，S2、S3同时关断，变压器原边绕组电流经二极管D2、D3续流，同时变压器进行磁复位，此时VEF=-VB，副边电压VGH=-VB*N2/N1，S2、S3的漏源电压VDS2=VDS3=VB；iLo经电感Lo、电容Co（包括负载）、同步续流管S5流通，Lo的前端电压VG=0。由于VG小于输出电压Vo，故iLo从iLomax线形下降。

t2～t3：t2时刻，变压器原边绕组电流续流完毕且磁复位结束，S2、S3仍然关断，此时VEF=0，原边电压由开关S2、S3分担，即 VDS2=VDS3=VB/2（假定S2、S3型号相同），这样开关S2、S3在下一次开通时的损耗就大大降低了。副边电压VGH=0，iLo经电感 Lo、电容Co（包括负载）、同步续流管S5流通。T3时刻，iLo线形下降至iLomin后，S2、S3同时开通，开始下一个开关周期。

为提高效率，用开关管S4、S5代替二极管以减低二次侧的导通损耗。同步整流管S4的导通时间和开关S2、S3的导通时间同步，同步续流管S5的导通时间和开关S2、S3的关断时间同步。为保证变压器可靠复位，双管正激直流变换器的最大占空比应小于0.5。

3 参数选择和试验结果

3.1 参数选择

本文研制的150瓦笔记本电脑适配器，其中PFC控制芯片采用ST公司生产的L6561，其价格较低，外围控制电路所用元器件少；设定PFC的输出电压VB=390V（略大于最大输入电压的幅值）；PFC其他器件参数如下：

共模滤波电感（图1中未画出）：LFZ2805V08；

差模滤波电感L1：73uH；PFC Boost电感L2：165uH；

全波整流桥CR1：RBV-406；二极管D1：8ETH06；

开关管S1：ST公司STP12NM50FP，12A/500V，Rds=0.30W(Typ)；

输入滤波电容C1：1uF/400V；直流母线输出滤波电容C2：100uF/400V。

双管正激直流变换器的控制芯片采用价格便宜的UC3845；考虑到负载动态响应要求及输出阻抗，设定满载时占空比为0.38；变压器原、副边匝比为N1:N2=56:5，选用philips公司生产的铁芯EFD30-3F3；其他器件参数如下：