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双开关正激转换器原理介绍及其应用设计

作者:时间:2011-12-20来源:网络收藏

(或称单晶体管)正激是一种最基本类型的基于变压器的隔离降压,广泛用于需要大降压比的。这种的优点包括只需单颗接地参考晶体管,及非脉冲输出电流减小输出电容的均方根纹波电流含量等。但这种的功率能力小于半桥或全桥拓扑结构,且变压器需要磁芯复位,使这种的最大占空比限制在约50%。此外,金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)的漏电压变化达输入电压的两倍或更多,使这种拓扑结构较难于用在较高输入电压的

本文引用地址:http://www.eepw.com.cn/article/178204.htm

  正激转换器中,变压器的磁芯单方向磁化,在每个周期都需要采用相应的措施来使磁芯复位到初始值,否则励磁电流会在每个开关周期增大,经历几个周期后会使磁芯饱和,损坏开关器件。相对而言,如果有磁芯复位,电流就不会在每个开关周期增大,电压会基于励磁电感(Lmag)反相并使磁芯复位。图1以单开关正激转换器为例,简要对比了无磁芯复位与有磁芯复位的电路图及励磁电感电流波形。

  有3种常见的标准磁芯复位技术,分别是三次绕组,电阻、电容、二极管(RCD)钳位和双开关正激。三次绕组磁芯复位技术的电路示意图参见图1b),这种技术能够提供大于50%的占空比,但开关Q1的峰值电压可能大于输入电压的2倍,而且变压器有三次绕组,使变压器结构更复杂。RCD钳位磁芯复位技术也能使占空比大于50%,但需要写等式和仿真,以检验复位的正确性,让过程更复杂。RCD钳位技术的成本比三次绕组技术低,但由于复位电路中的钳位电阻消耗能量,影响了电源转换效率。

正激转换器不带磁芯复位与带磁芯复位之对比

图1:正激转换器不带磁芯复位与带磁芯复位之对比。

  与前两种磁芯复位技术相比,双开关正激更易于实现,而且开关Q1上的峰值电压等于输入电压,降低了开关所承受的电压应力。这种技术需要额外的MOSFET (Q2)和高端驱动器,且需要2个高压低功率二极管(D3和D4),参见图2。双开关正激技术的每个开关周期包含3步:第1步,开关Q1、Q2及二极管D1导通,二极管D2、D3及D4关闭;第2步,开关Q1、Q2及二极管D1关闭,而二极管D2、D3及D4导通;第3步,开关Q1、Q2及二极管D1仍然关闭,二极管D2仍然导通,而二极管D3及D4则关闭。

双开关正激转换器电路原理图

图2:双开关正激转换器电路图。

  当然,采用这种技术后,转换器就成了双开关正激转换器,它不同于单开关正激转换器,不需要特殊的复位电路就可以保证可靠的变压器磁芯复位,可靠性高,适合更高功率等级。

  NCP1252双开关正激转换器演示板规格概览

  NCP1252是安森美半导体新推出的一款改进型双开关正激转换器,适合于计算机ATX电源、交流适配器、UC38XX替代它任何要求低待机能耗的,相关能效测试结果将在后文提及。这器件也是一种固定频率控制器,带跳周期模式,能够提供真正的空载工作。此外,NCP1252具有可调节开关频率,增强灵活性;还带有闩锁过流保护功能,能够承受暂时的过载。其它特性还包括可调节软启动时长、内部斜坡补偿、自恢复输入欠压检测等。

  NCP1252与市场上不含输入欠压检测 、软启动及过载检测的UC384x系列器件相比,提供这系列器件所不包含的这些功能(额外实现成本为0.07美元),降低成本并提升可靠性。

  安森美半导体基于NCP1252构建的演示板规格包括:

  •   输入电压范围:350至410 Vdc;
  •   输出电压:12 Vdc,精度±5%;
  •   额定输出功率:96 W (8 A);
  •   最大输出功率:120 W (每分钟持续5秒);
  •   最小输出功率:真正空载(无假负载);
  •   输出纹波:50 mV峰值至峰值;
  •   最大瞬态负载阶跃:最大负载的50%;
  •   最大输出压降:250 mV (5 µs内从输出电流=50%到满载(5 A到10 A))。

  NCP1252应用:功率元件计算

  1) 变压器匝数比、占空比及励磁电感

  首先计算变压器在连续导电模式(CCM)下的匝数比N。

  根据等式(1)可以推导出等式(2):

公式  (1)

公式  (2)

  其中,Vout是输出电压,η是目标能效,Vbulk min是最小输入电压(即350 Vdc),DCmax是NCP1252的最大占空比,N是变压器匝数比。

  相应我们也可以验证出高输入线路电压(410 Vdc)时最小占空比,见等式(3):

公式  (3)

  为了恰当地磁芯复位,需要极小的励磁电流来对绕组电压反相。根据经验法则,励磁电流为初次峰值电流(Ip_pk)的10%。其中,Ip_pk取值0.94,这数值的计算过程参见后文。变压器励磁电感的计算见等式(4):

公式  (4)

  2) LC输出滤波器

  首先选择交越频率(fC)。因开关噪声缘故,fC大于10 kHz时要求无噪声布线,难于设计。故不推荐在较高的频率交越,直接选定fC为10 kHz。

  如果我们假定由fC、输出电容(Cout)及最大阶跃负载电流(ΔIout)确定出ΔIout 时的最大压降(Vout)为250 mV,我们就能写出下述等式:

公式  (5)

公式  (6)

  我们选择的是2颗松下FM系列的1,000 µF@16 V电容。从电容规范中解析出:

  Ic,rms=5.36 A @ TA=+105 ℃

  RESR,low = 8.5 mW @ TA = +20 ℃

  RESR,high = 28.5 mW @ TA = -10 ℃

  接下来,以DIout = 5 A 来计算DVout ,见等式(7):

公式  (7)

  这里有一个经验法则,就是选择等式(6)计算出来的值一半的等效串联电阻(ESR)电容:RESR,max = 22 mW @ 0 ℃。这个规则考虑到了电容工艺变化,以及留出一些电源在极低环境温度条件下启动工作时的裕量。

  最大峰值到峰值电流(ΔIL)的计算见等式(8):

公式  (8)

  要获取输出电感值,我们能够写出关闭时间期间的降压纹波电流等式:

公式  (9)

  对等式(9)进行转换,就可以得到等式(10),最终我们选择27 µH的标准值。

公式  (10)

  输出电容的均方根电流(ICout,rms)计算见等式(11):

公式  (11)

  其中,额定电感时间常数(τ)的计算见等式(12):

公式  (12)

  3) 变压器电流

  经过一系列计算(详细计算过程参见参考资料3),可以得到:次级峰值电流(IL_pk)为11.13 A,次级谷底电流(IL_valley)为8.86 A,初级峰值电流(Ip_pk)为0.95 A,初级谷底电流(Ip_valley)为0.75 A,初级均方根电流(Ip,rms)为0.63 A。

  4) MOSFET

  由于NCP1252是双开关正激转换器,故作为开关的功率MOSFET的最大电压限制为输入电压。通常漏极至源极击穿电压(BVDSS)施加了等于15%的降额因数,如果我们选择500 V的功率MOSFET,降额后的最大电压应该是:500 V x 0.85 = 425 V。我们选择的功率MOSFET是采用TO220封装的FDP16N50,其BVDSS为500 V,导通阻抗(RDS(on))为0.434 Ω(@Tj=110℃),总门电荷(QG)为45 nC,门极至漏极电荷(QGD)为14 nC。

  MOSFET的导电损耗、开关导通损耗计算见等式(13)到(14):

公式  (13)

公式  (14)

  其中,交迭时间(Δt)由下列等式计算得出:

公式  (15)

  MOSFET的开关关闭损耗见等式(16):

公式  (16)

  其中,交迭时间(Δt)由下列等式计算得出:

公式  (17)


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