超高效单相和三相单级交流-直流变换器拓扑结构

1 混合转换方法---新型Boost转换电路的拓扑结构

通过下面的例子可以很好的解释这种新型混合转换方法。图1（a）所示是一个改进的Cuk变换器，它增加了一个与输出电感Lr串联的整流管CR2。电感的下标r表示该电感的用途可以变换，从一个方波Cuk变换器的脉宽调制电感变换成混合转换Boost变换器的谐振电感。消去脉宽调制电感可以使Cuk变换器不降低电压，只留下递升的直流电压增长倍数，而不改变本身的极性变换。因此，新的直流电压倍数为：

（1）

于是，得到了一种新型变级Boost变换器。现在进一步分析这种变级Boost变换器的工作原理。首先，它包含有3个开关，即一个正向控制开关（MOSFET管）和两个整流管CR1、 CR2。与当前的传统方波脉宽调制整流器相比，这种新型变换器的开关必须是互补的偶数，这里是2、4或者更大的偶数，而传统的脉宽调制整流器开关数为奇数，例如3个。

控制开关管S具有两个作用：⑴ 作为Boost级的控制开关，如图1（b）；⑵ 作为转换级的控制开关，如图1（c）。而谐振电容Cr连接着Boost级和转换级，既是Boost级的输出脉宽调制电容，又是转换级的谐振电容。在开关管关断期间，由输入电感作为电流源对其进行线性充电，在开关管开通期间向负载供电。

图1

图2显示谐振电流模型和相应谐振电容的电压波形。瞬时谐振电容电压在开关时刻是连续的（电压值无跳变），并且叠加了大小约为VCr的直流电压。考虑图2所示电路模型，如果在开通时间DTS里电容的谐振效果被完全抑制时，谐振电感就会达到流量平衡，稳态条件如下式：

（2）

同时，也应注意谐振电感的重要作用。如果没有谐振电感，电能将以一种耗散方式进行转换，大幅降低效率并会产生附加的尖峰电压。而加上谐振电感则会解决这两个问题。

从（2）式可以看到，谐振电容的电压由两部分叠加而成：幅值VCr的直流电压和幅值vCr的纹波电压。当输出电容C的值远大于谐振电容Cr的值时，它们的连接关系就如图3所示，在这个模型中只留下了谐振电容Cr。此外，当直流电压部分按（2）式减小时，谐振电容的净电压就变为纹波电压vCr。

图3

谐振电容的电流变化波形如图3所示。

图1（a）所示，在放电回路中，当谐振电容放电时，电流会流经一个二极管CR2。这个二极管只允许电流沿正向流动。此外，只有当谐振电感电流在导通时间的最后减小到零时，二极管才会关断，因此谐振电容电流也为零。由于谐振电流是正弦全波，所以开始导通时谐振电容电流为0，如图3所示。

从图3的交流谐振电路模型中，可以得到谐振电压和谐振电流的求解公式：

ir(t)=Ipsin(ωrt); vCr(t)=△vCrcos(ωrt); （3）

△vCr=IpRN （4）

通过对图1（a）中两个输出电流整流器的极性进行简单变换以及重置电感Lr的位置，可以很容易地得到一种同极非反相Boost变换器，如图4（a）所示。应注意的是：像在传统的升压型变换器中那样，CR2整流管只能在关断期间才开始工作，所以需要重新指定电流整流器。谐振电感和脉宽调制电感的流量平衡情况如图4（b）所示。

VCr=0 （5）

（6）

（a）

（b）

图4

图5（a）给出了另外一种变换器拓扑结构。负的输入电压源产生正的直流输出电压，图5（b）的阴影部分显示了电路的流量平衡情况。这种变换器的拓扑结构与图1（a）所给出的原始级变换升压电路相似，区别在于电压源为负。因此，得到的稳态直流电压值与之前得到的结果是一致的。应注意谐振电感位置的变化，即和整流管CR2位于同一个支路。

（a）

（b）

图5

图5（a）所示变换器的谐振电容纹波电压△Vr在数量级上比直流电压Vr小很多，谐振电感的能量流动比脉宽调制电感小大约50倍，这可以通过比较图5（b）中谐振电感和脉宽调制电感阴影部分的面积来得到。可以得到结论：与脉宽调制输入电感相比，谐振电感的尺寸和损耗大小是微不足道的。

2 非桥型PFC变换器拓扑结构

通过比较图1（a）和图5（a）给出的两种变换器拓扑结构，可以得到结论：改变输入电压源极性会产生正值且相等的直流输出电压，由式（1）和式（6）给出。然而，由于改变了输入电压源的极性，导致二极管支路中谐振电感位置产生变化，使得这两种电路结构上是不完全一致的。如图6所示，把这两种情况下的谐振电感都和谐振电容放置在同一支路中，就可以解决这个问题。图6所示的变换器电路结构没有改变，并且与电源电压的极性无关。因此，电源电压可以是能够改变极性的交流电压。

还应注意如何根据输入电压的极性来分配两个整流管的导通时间。换句话说，由于图6中所示的这种新型变换器电路，是第一个具有不同极性输入电压产生相同直流电压放大倍数的真实交流-直流转换器，所以，不需要在电路前端加全桥整流管。因此得到结论：一个单极无桥PFC交流-直流变换器可以从交流电源端直接进行控制，并不需要前端桥式整流管，这点与传统的PFC升压整流器一致。就像控制开关管S必须根据交流电压源的极性来改变自己的现有方向和电压阻塞能力一样，它也可以通过一个两管相连的MOSFET作为开关来实现，如图6所示。

图6

3 带隔离的非桥型PFC变换器

传统的升压型变换器不能很好的加入隔离环节。最常用的是全桥隔离升压变换器，这种变换器的一次侧包含4个完全可控的MOSFET开关管，二次侧包含4个二极管相连的整流桥。从图7中可以看到，真实无桥变换器中引入了这种隔离变压器，并且保留了原来3个开关管的配置，同时也具有了原来非隔离配置的优点，比如所有开关上的低电压应力。

通过控制输入交流线电流（50Hz或60Hz）使它与输入交流线电压同相位且成比例，可以得到完整功率因数和低的总谐波畸变。同时应注意，PFC集成电路控制器也必须是一个真实PFC控制器，因为无论是全波交流线电压还是全波交流线电流，控制器都能够接受其作为输入信号进行处理。通常PFC集成电路控制器用的是整流后的交流线电压和交流线电流。只有当控制器附加的信号处理电路将全波交流电压源的全波交流电流转换为半波整流交流时，这些传统的PFC集成电路控制器才可以使用。

隔离变压器是丘克变换器的单端变压器类型里最好的一种，图8所示是变压器磁心的BH曲线，由于变压器工作时没有直流偏置，所以它具有双向能流和方形环BH曲线的特点。因此，变压器设计时不用降低性能和增大磁心尺寸，就可以提高到很高的功率。实际上，隔离变压器的交流通量比输入通量至少低4倍，例如正激变换器和桥式隔离变换器。这直接转化是为了尺寸的成比例减小以及效率的提高。

图7 图8

通过把输入电感整合到隔离变压器1,2,3的共用磁心上，可以进一步改善变压器性能。磁靴气隙以及隔离变压器线圈的放置，能够将输入电感的高频纹波转化为隔离变压器产生的无纹波输入电流，波形如图7所示。并且还改变了磁性材料的尺寸，变为只有一个磁心并进一步提高了变换器效率。

PFC的性能参数，是以一个400W，AC-DC无桥PFC变换器为原型进行测量确定的。图9所示，测量结果是在变换器达到300W功率水平时获得的，它显示了变换器具有比较低的总谐波畸变（1.7%）和0.999的功率因数。图10所示，在240V交流高压情况下，变换器效率值达到了将近98%。最重要的是在120V交流线电压（美国输电干线）情况下，效率值依旧非常高（97.2%），而通常低压情况下效率值会降低2%到3%，但这种变换器效率值变化不大，原因就在于消除了前端桥式整流器的二极管压降。

图9

图10

4 三相桥式整流器

1989年出生在塞尔维亚的美国科学家尼古拉·特斯拉（图11）发明了多相（三相）输电系统，这项发明连同他的其他两项发明，即三相交流电动机（同步电机、感应电机）和交流发电机一起实现了高效率、世界范围内的电力传送与应用，到现在依旧具有重大意义。

图11 图12

为了纪念他，国际单位制下磁通密度的单位命名为特斯拉，符号为T（图12）。

特斯拉三相电系统的关键内容之一是它包含了相位依次相差120º的三相交流电压。当每一相传递的电流同相并且与各自的交流线电压成比例时（每一相上的整体功率因数作用），各相瞬时功率都为正值且随时间变化。然而，如图13所示，三相总的功率和是恒定的。由于在三相交流发电端和三相交流负载端这个结论都成立，因此，在三相长距离输电系统中不需要储存电能。此外，三相交流变压器两边交流电压的应用，可以提高原边电压、降低副边电压。

图13

然而，在许多实际应用中要求使用直流电压，比如通信设备和计算机应用的48V直流电压。遗憾的是，所有现行的AC-DC转换器都是基于两个功率处理级的级联系统。第一级是通过使用6个或更多的可控开关来将三相输入电压转换为400V的总线直流电压。第二级隔离式DC-DC变换级可以实现隔离工作和进一步降低电压值，例如48V或12V。但是，所有现行的隔离式DC-DC变换器，都必须以输出滤波电感传输直流负载电流的形式存储直流输出电能。

变换器的问题在于，将交流电压转换为400V中等直流电压时整流方式的不成熟。传递到直流负载的瞬态功率是恒定的。因此，没有概念性的理论来说明为什么恒定的瞬时三相输入功率无法直接转换成恒定的直流输出功率。这样的AC-DC转换方式，显而易见的优势就在于它可以完全忽略对于储能的需求。此外，能量转换将会基于一个单功率处理级进行，如图14所示的新型三相整流器，它包括3个隔离式无桥PFC变换器，每相类型如图7所示。

图14

同样，这种变换器也具有效率和尺寸方面的优势。例如，由于总功率是通过3个并联线路进行传输，所以每一相只有总输出功率的1/3。每一相的总效率值与隔离式变换器一致，均为98%。每一相也具有低的总谐波畸变和高达0.999的功率因数。

最后应注意的是，每一相的瞬时输出电流都是正值，并且随时间呈正弦规律变化。然而，由于输出电流每相依次相差120º的相角，各相波动的输出电流叠加形成了恒定的总输出电流，如图15所示。剩余纹波电流大约为直流负载电流的5%，并且接近滤波频率，而且比基波频率60Hz高6倍。这显然会极大减小滤波电容尺寸，进而减小了三相整流器的尺寸和成本。

图15

5 另一种隔离式真实无桥PFC变换器拓扑结构

图7中的变换器电路不是唯一的隔离式真实无桥PFC变换器拓扑结构。图16给出了另外一种带功率因数补偿的单级AC-DC变换器电路结构，它可以作为一个单相整流器使用，也可以如图14所示作为一个三相整流器使用。

图16中的变换器具有和Boost型电路相同的升压倍数，由式（1）给出，以及仅有一个磁靴、带直流偏置、适合于低电压到中电压转换的双线圈隔离变压器。此外，为了减小高频处的纹波电流使其达到输入电流的脉动要求，要在输入端加上高频滤波器。

图16

以上详述了反向和非反向的新型升压拓扑结构在单相无桥AC-DC变换器和带有电流隔离的单相、三相高频整流器中的应用。下面将介绍该新型升压拓扑结构应用于隔离型DC-DC变换器的显著优点。

6 应用于太阳能变换系统的隔离型升压DC-DC变换器

图17所示为该新型隔离升压DC-DC变换器应用于太阳能系统的拓扑结构。这种隔离升压DC-DC变换器可以提高太阳能电池电压并接到400V直流母线上。该系统可以接受15V-100V（由太阳能电池电压在一天中的变化得到）的输入电压，并且当输出为400V时效率值可达97%。

图17

7 双向隔离式升压DC-DC变换器

在当前混合动力汽车和电动汽车中，为了将400V电池直流母线电压转变成14V辅助电池电压或将电压由14V转变成400V，需要一个1kW～2kW的辅助变换器。因此，就需要一个双向升降压变换器。将图17所示拓扑结构中输出整流二极管用MOSFET管代替，就可以实现单处理级能量的双向流动，因此很适合在此种情况中使用。与传统的8个开关变换器相比，新型变换器不仅只使用3个开关管，而且还提高了效率，减小了损耗。

8 结论

本文首次提出了一种新型混合开关方法并作了详细介绍。这种方法可以使单功率处理级高频AC-DC变换器同时具有功率因数校正和隔离两个特点。由单相整流器扩展成的三相整流器也首次实现了由三相交流输入直接输出直流电压，同时保证了效率最高、尺寸最小。

参考文献

(1) Slobodan Cuk, ”Modeling, Analysis and Design of Switching Converters”, PhD thesis,

November 1976, Califonia Institute of Technology, Pasadena, Califonia, USA.

(2) Slobodan Cuk, R.D. Middlebrook, “Advances in Switched-Mode Power Conversion, “Vol.Ⅰ, Ⅱ, Ⅲ, TESLAco 1981 and 1983.

(3) Slobodan Cuk, articles in Power Electronics Technology, descibing sing-Stage,

Bridgeless, lsolated PFC Converters published in July, August, October and November 2010 issues.

(4) Slobodan Cuk and Zhe Zhang, Voltage Step-up Switching DC-DC Converter, US patent

No.7,778,046, August 17, 2010.