一种新颖的高频链逆变器

1 引言

提高逆变器开关频率有助于减小滤波器体积和用高频变压器来代替体积和重量很大的低频变压器，减小变压器体积和重量，实现逆变器的小型化和轻量化。但是功率开关器件的高频开关带来了开关损耗比较严重。高频脉冲直流逆变器既具有高频环节逆变器的优点，又能够实现逆变器的软开关，是性能较好的高频环节逆变器[1][2][3][4]。与其它的直流变换器比较，推挽正激直流变换器具有以下几个特点[5][6]：①功率开关关断时漏感引起的漏源尖峰电压被箝位在2Ui，省去了缓冲电路，提高了变换效率；②输入电流ii的脉动量减小，降低了输入滤波器的体积和重量；③高频变压器磁芯双向对称磁化，功率管承受一半的输入电流，两倍输入电压。因此，在低压大电流输入逆变场合，推挽正激DC-DC变换器将是单向电压源高频环节逆变器理想的前置级电路拓扑。采取适当的控制方案把他们有效的结合起来，则可以为低压中大功率场合的逆变器寻找一种理想拓扑。

图1 推挽正激式高频环节逆变器电路拓扑

2 电路拓扑

推挽正激式高频环节逆变器，由推挽正激DC-DC变换器、吸收回路和DC-AC逆变桥级联而成，如图1所示。前级推挽正激DC-DC变换器， 先将不稳定的输入电压Ui变换成后级DC-AC逆变桥所需要的高频脉冲直流电压udo，经过尖峰吸收回路后，后级DC-AC逆变桥再将其变换成所需要的稳定正弦交流输出电压uo。

3 控制方案

3.1 级联式控制

该控制方案如图2所示在这种控制方案下，前级推挽正激直流变换器采用电压型控制，输出平均值恒定的高频脉冲直流电压ud0。后级逆变器采用电压电流双闭环控制，选择在直流母线电压过零点进行开关以实现软开关。该控制方案实现软开关简单，但具有以下几点缺点：①负载扰动变化在前级的直流变换器的闭环反馈之外，在负载变化时前级控制器反映较慢。②后级为了实现零电压开关需要选择电压过零点，这种离散脉冲控制方式引入了控制滞后问题，增加了输出电压谐波，增大了滤波器体积。③后级的逆变桥在能量回馈的时由于直流母线电压不能回零依然工作于硬开关状态。

图2 级联式控制方案

3.2 SPWM控制

该控制方案如图3所示，该控制方案的闭环反馈把负载扰动包括在内，能对负载扰动做出快速反映，且SPWM控制输出电压谐波频率固定，输出滤波器设计简单，后级逆变桥基本上工作于低频开关状态，开关损耗低。该控制方案的原理为：输出电压与给定电压相比较后的信号经过电压调节器的输出信号作为电流的给定信号。检测滤波电感的电流信号与给定电流信号相比较后的信号经过电流调节器的输出信号与三角载波相交截,产生SPWM 波来控制S1, S1控制信号经过延时后的信号来控制S2。这样推挽正激电路输出为SPWM 高频直流脉冲电压,也就是逆变桥的母线电压为SPWM 高频直流脉冲。经全桥逆变电路选择所需的脉冲,滤波之后得到正弦波。全桥逆变器功率开关管S4 、S5 ，S6、S7分别互补工作。无能量回馈的时候，所有逆变桥功率开关器件按输出电压频率开关，当输出电压为正电压时,S4，S7 导通；输出为负电压时候,S5，S7 导通。当有能量回馈时候，由于SC 反并的二极管导通,逆变器母线电压被钳制为Ce 的电容电压。因此,逆变器母线电压不能周期性回零,逆变器工作在硬开关状态。此时S4 、S5 高频互补工作,S6，S7低频互补工作。当输出电压为正而滤波电感电流为负时,S7 一直开通,如果此时SC控制信号为高电平则S4开通，如果SC控制信号为低电平，则S5开通；当输出电压为负而滤波电感电流为正时，S6一直开通，如果此时SC控制信号为高电平则开通，如果SC控制信号为低电平，则S4开通。整个系统控制信号如图4所示。

图3 SPWM控制方案

图4 SPWM控制方案控制信号图

4逆变器工作分析

采用SPWM控制方案明显优于级联式控制方法，其逆变桥将工作于低频开关状态。逆变桥稳态工作时，在一个输出电压周期内共有uAB>0 iLf>0 ugsc=1；uAB>0 iLf>0 ugsc=0；uAB>0 iLf0 ugsc=1；uAB>0 iLf0 ugsc=0；uAB0 iLf0 ugsc=0；uAB0 iLf0 ugsc=1；uAB0 iLf>0 ugsc=1；uAB0 iLf>0 ugsc=0；八种高频开关工作情形。其uAB>0输出正向电压时的四种工作模态如图5所示。uAB0时输出负向电压时情况类似。

uAB>0 iLf>0 ugsc=1时，S4，S7开通，S5，S6截止，uAB=uhf，直流母线电压为高，电流流过S5，滤波电感、负载、S7回到直流母线。此时，四个功率开关器件都不需要改变状态，都工作于低频状态。

uAB>0 iLf>0 ugsc=0时，S4，S7开通，S5截止，S6体二极管导通续流，直流母线电压为零，电流一路流过S4、滤波电感、负载、S5续流，一路流过S5，滤波电感、负载、S7回到直流母线。此时，功率开关器件开关状态不变，都工作与低频状态。

uAB>0 iLf0 ugsc=0；，S4，S6截止，S5，S7 开通，直流母线电压为高，电流流过滤波电感，S5，S7，负载续流。功率开关管S4为软关断、S5为硬开通，工作与高频状态，S6，S7工作于低频状态。

uAB>0 iLf0 ugsc=1，S4，S7开通，S5，S7关断，直流母线电压为高，电流流过滤波电感，S4、S7、负载回馈能量给直流母线。功率开关管S4由于死区的存在为软开通，S5为硬关断，S6，S7工作于低频状态。

上述分析表明：当uAB>0 iLf>0无能量回馈时候，逆变桥所有开关管工作于低频开关状态。当uAB>0 iLf0有能量回馈时候，功率开关管S4、S5工作于高频开关状态，S4为软开关，而S5为硬开关。

同样分析可得，当uAB0输出电压为负压的时候，功率开关管S6、S7依然工作于低频状态，在无能量回馈时候，功率开关S4，S5也工作于低频状态，有能量回馈时候，S4为硬开关，S5为软开关。

综上分析，逆变桥在无能量回馈时候，功率开关管都工作于低频状态，故开关损耗可忽略不计，仅在有能量回馈时候，逆变桥有一个开关管工作于高频硬开关状态，故整个逆变桥开关损耗很小。

图5 uAB>0时逆变桥的工作模态图

5主要参数设计

5.1箝位电容Cc

6实验验证

为了验证SPWM控制方式下推挽正激式高频脉冲直流环节逆变器的工作原理进行以下条件的实验：输入电压Ui=18～32VDC，输出电压115V+2V，输出电压频率400+0.4Hz，箝位电容CC=50μF，吸收电容Cr=150μF,输出滤波电感Lf=0.7mH，输出滤波电容Cf=10μF，开关频率Fs=48kHz，阻性负载500W。各处实验波形如下：

（a）逆变桥功率器件驱动与漏源电压

纵轴：CH2（驱动电压）10V/div

CH1（漏源电压）100V/div

横轴：时间 500us/div

（b）输出电压波形uo

纵轴：uo 50V/div 横轴：时间 500us/div

从实验结果可以看出：在阻性负载情况下，逆变桥功率管工作于低频状态，开关损耗低，输出电压质量高。

7结论

研究结果表明，本文提出的SPWM控制下的推挽正激式高频环节逆变器具有以下优点：①抗负载扰动能力强，动态响应快。②逆变桥基本上工作于低频开关状态，开关损耗小。③前级推挽正激直流变换器输入电流脉动小，功率管承受一半输入电流。因此，该逆变器是中大功率低压输入逆变器的理想拓扑，可用于航空静止变流器、太阳能发电，燃料电池发电等场合。