一种单相高功率因数整流器的设计

摘要: 采用UCC28019 设计了一种新型单相功率因数整流器，分析了系统的工作原理，对主要模块进行了详细分析与设计。在升压储能电感设计中，采用一种新型薄铜带工艺绕制的Boost 储能电感，有效地减小了高频集肤效应、改善了Boost 变换器的开关调制波形并降低了磁件温升。350 W 的样机试验表明，该单相功率因数整流器设计合理、性能可靠，功率因数可达0. 993，具有较为广阔的应用前景。

　　0 引言

　　谐波的污染与危害已经引起了世界各国的广泛关注，解决电力电子装置谐波污染和低功率因数问题的基本方法，除了采用补偿装置对谐波进行补偿外，还开发了新型整流器，使其不产生谐波，且功率因数为1，这种整流器称为单位功率因数整流器( Unity Power Factor Converter，PFC)。然而，传统功率因数整流电路技术复杂，设计步骤繁琐，所需元件多，体积大且成本高，如使用经典的UC3854 芯片开发的PFC 电路。

　　因此，设计时往往要在性能和成本间进行平衡。

　　近年来，单级PFC 的研究主要集中于如何简化传统的PFC 控制电路结构，避免对输入电压采样和使用复杂的模拟乘法器。

　　UCC28019是一款8 引脚的连续导电模式(CCM)控制器，能以极小的谐波失真获得接近单位功率因数的水平，适用于低成本的PFC 应用。该器件具有宽泛的通用输入范围，适用于0. 1 ～2 kW的功率因数整流器。该控制器使用Boost 拓扑结构，工作于电流CCM。欠压锁定期间的起动电流低于200 μA，用户可以通过调整输出电压检测引脚(VSENSE) 上的电压低于0. 77 V，使系统工作于低功耗的待机模式。

　　本文基于UCC28019 设计了一种功率因数整流器，不需检测电网电压，利用平均电流控制模式，实现输入电流较低的波形畸变，大大减少了元件数量。简单的外围电路网络，非常便于对电压环和电流环进行灵活的补偿设计。该整流器具有许多系统级的保护功能，包括峰值电流限制、软过电流保护、开环检测、输入掉电保护、输出过压、欠压保护、过载保护、软起动等。

　　1 系统结构与工作原理

　　本设计的单相功率因数整流器的结构框图如图1 所示。图1 中，主电路采用单相Boost 升压电路，控制电路采用UCC28019 芯片。UCC28019 的引脚图如图2 所示。系统的控制环路包括一个电压环和一个电流环。输出电压通过分压电阻接入引脚6，引脚内部接入电压误差放大器gmv 的反相输入端，反馈电压与5 V 基准电压比较后得到调制电压Ucomp。另外，从电流传感电阻检测到的电流信号送入引脚3 进行缓冲、反相放大后得到的信号通过电流放大器( gmi) 进行平均，其输出ICOMP 引脚上的电压与平均电感电流成比例。平均电流放大器( gmi) 的增益由VCOMP 引脚内部的电压决定，该增益设置为非线性。因此，可以适应全球范围内的交流输入电压。

　　UCC28019 芯片系统级的保护使系统工作在安全的工作范围内。系统保护主要包括软起动、VCC 欠压锁定(UVLO)、输入掉电保护( IBOP)、输出过压保护(OVP)、开环保护/待机模式(OLP /Standby )、输出欠压检测(UVD) / 增强动态响应(EDR)、过流保护、软过流( SOC)、峰值电流限制(PCL)。芯片输出保护的工作状态示意图如图3所示。

图1 单相功率因数整流器结构框图。

图2 UCC 28019 管脚示意图。

图3 UCC 28019 输出保护状态示意图。

　　2 系统设计

　　2. 1 Boost 升压电感的设计

　　要想设计出性能优良的PFC 电路，除了IC外围电路各元件值选择合理外，还需特别认真选择Boost 升压储能电感器。它的磁性材料不同，对PFC 电路的性能影响很大，甚至该电感器的接法不同，且会明显地影响电流波形;另外，驱动电路的激励脉冲波形上升沿与下降沿的滞后或振荡，都会影响主功率开关管的最佳工作状态。当增大输出功率到某个阶段时，还会出现输入电流波形发生畸变甚至出现死区等现象。因此，在PFC 电路的设计中，合理选择Boost PFC 升压电感器的磁心与绕制电感量是非常重要的。电感值的计算以低输入电压Uin(peak) 和对应的最大占空比Dmax时保证电感电流连续为依据，计算公式为：

　　式中Uin(peak)———低输入交流电压对应的正弦峰值电压，V

　　Dmax———Uin(peak) 对应的最大占空比

　　ΔI———纹波电流值，A; 计算时，假定为纹波电流的30%

　　fs———开关频率，Hz

　　占空比的计算公式为：

　　若输入交流电压为220 V( 最低输入电压为85 V)，输出直流电压为390 V，开关频率为fs =50 kHz，输出功率Po =350 W，则可计算得到Dmax =0. 78，纹波电流为1. 75 A，从而求得电感值L3 =713 μH，实际电感值取为1 mH。

　　由于升压电感工作于电流连续模式，需要能通过较大的直流电流而不饱和，并要有一定的电感量，即所选磁性材料应具有一定的直流安匝数。

　　设计中，升压电感器采用4 块EE55 铁氧体磁心复合而成，其中心柱截面气隙为1. 5 mm，Boost 储能电感器的绕组导线并不用常规的多股 0. 47 mm漆包线卷绕，而是采用厚度为0. 2mm、宽度为33 mm 的薄红铜带叠合，压紧在可插4 块EE55 磁心的塑料骨架上，再接焊锡导线引出，用多层耐高压绝缘胶带扎紧包裹。去消用薄铜带工艺绕制的Boost 储能电感，对减小高频集肤效应、改善Boost 变换器的开关调制波形、降低磁件温升均起重要作用。

　　2. 2 输出电容设计

　　直流侧输出电容具有2 个功能:

　　(1) 滤除由于器件高频开关动作造成的直流电压的纹波;(2) 当负载发生变化时，在整流器的惯性环节延迟时间内，将直流电压的波动维持在限定范围内。

　　开关动作造成的纹波频率比较高，只需要较小的电容就可以满足第1 项要求。第2 项要求与负载功率变化的大小、输出直流电压、输出纹波电压和保持时间Δt 等因素有关，其中Δt 一般取为15 ～ 50 ms。用Δt 表达的输出电容值为：

　　式中Δt———保持时间，电网断电后要求电容在时间Δt 内电压不低于一定值

　　Uo———直流输出电压

　　Uomin———要求电网断电后，在保持时间内电容电压的最小值

　　按照降额使用的原则，该方案采用－ 20% 的安全范围，在最小保持时间条件下计算可得Co =357 μF，实际选用的标准电容值为Co = 470 μF。

　　2. 3 电流环与过流保护

　　电流环包括电流平均放大、脉宽调制(PWM)、外部升压电感和外部电流传感电阻等环节。

　　从电流传感电阻检测到的负极性信号送入ISENSE 引脚进行缓冲、反相放大后，得到的正极性信号通过电流放大器( gmi) 进行平均，其输出即为ICOMP 引脚，ICOMP 引脚上的电压与平均电感电流成比例，该引脚对地(GND) 外接一电容，提供电流环路补偿并可对纹波电流进行滤波。平均电流放大器的增益由VCOMP 引脚内部的电压决定，该增益设置为非线性，故可适应全球范围内的交流输入电压。无论芯片处于故障模式还是待机模式，ICOMP 引脚均在内部接至4 V 电平。

　　脉宽调制(PWM)电路将ICOMP 引脚电压信号与周期性的斜坡信号比较，产生上升沿调制的输出信号，若斜坡电压信号大于ICOMP 引脚电压，则PWM 输出为高电平，斜坡的斜率是内部VCOMP 引脚电压的非线性函数。

　　由内部时钟触发的PWM 输出信号在周期开始时为低电平，该电平会持续一小段时间，称之为最小关断时间( tOFF(min) );然后，斜坡电压信号线性上升与ICOMP 电压交叉，斜坡电压与ICOMP电压的交叉点决定了关断时间(tOFF)，也即DOFF，由于DOFF满足Boost 拓扑结构的方程:DOFF = UIN /UOUT，且输入UIN是正弦电压，ICOMP 与电感电流成比例，控制环路会迫使电感电流跟随输入电压呈现正弦波形以进行Boost 调制，因此平均输入电流也呈现正弦波形。

　　PWM 比较器的输出送入栅极(GATE) 驱动电路，虽然芯片的驱动电路具有多种保护功能，且栅极输出的占空比最高可达99%，但始终要存在一最小关断时间(tOFF(min) )。正常占空比工作时，输出过压保护(OVP)、峰值电流限制(PCL)等，在每一周期均可直接关断芯片的栅极输出，欠压锁定(UVLO)、输入掉电保护(IBOP)和开环保护/待机(OLP /Standby)等同样也可以关断栅极输出脉冲，直至软起动开始工作才恢复其输出脉冲。