绿色紧凑型功率因数控制器MC33260
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在过压保护电路中，反馈电流IO与阈值电流上限IovpH相比较，如果反馈电流超过阈值电流，栅极驱动信号将被锁定在低电平，直到反馈电流降至阈值电流下限IovpL以下。
过压保护上限阈值如下式所示：
其中：
由于
同理，过压保护下限阈值如下式所示：
其中：
由于
实际当中，
3.8 欠压保护
当反馈电流低于Iref的14％时，欠压保护电路将使PWM锁存器复位，输出开关管被关断。欠压保护阈值如下式所示：
由于
3.9 同步电路
MC33260有以下两种工作模式：
（1）自由频率非连续导通工作模式。在该工作模式下，开关管在电感电流为零时才开通，且引脚5应直接接地。
（2）同步模式。在这种工作模式下，输出开关管必须满足两个条件才能开通。一是电感电流降至零，二是至少有一个同步脉冲信号的上升沿超过了1V阈值。换句话说，同步工作模式实际上延长了开关管的截止时间。因此，在正常同步工作过程中，电流周期一定要比同步周期短。而且，电感一定要选取正确，否则同步工作模式将无法实现。
注意，无论采取哪一种工作模式，都有2μs 的最小截止时间，用以在轻载时对开关频率进行限制。
3.10 欠压锁定电路
欠压锁定比较器对VCC（引脚8）上的电压进行监测，当VCC上的电压超过11V时，控制器开始工作。为避免误动作，欠压锁定比较器的阈值有2.5V的滞回电压。
3.11 热关断
当结温超过150℃时，栅极驱动信号将被禁止，直至结温降至120℃。
3.12 跟随升压控制
采用普通升压模式的PFC前置变换器的输出电压一般都是400VDC，而采用跟随升压控制技术的前置调节器的输出电压并不固定在某一特定的电压值上，其输出电压将在给定输入功率的条件下，随着交流线电压的幅度变化而线性的改变。跟随升压技术的特性如图6所示。
采用跟随升压技术的目的是减少输出电压和输入电压之间的间隔，最大限度的提高升压变换的效率。
跟随升压过程主要有以下两个阶段：
（1）开关管导通过程。在开关管导通过程中，电感电流按斜率Vin/LP线性上升。这里，Vin是瞬时输入电压，LP是电感量。
（2）开关管截止过程。在开关管截止过程中，电感电流按斜率（VO―Vin）/LP线性下降，直到电感电流降至零。这里，VO是输出电压。由于放电过程持续的时间比普通升压变换器要长，因此在跟随升压变换器中，截止时间也延长了。如图7所示。
这样，在给定的峰值电感电流下，输出开关管的截止时间被延长，因此其功率转换周期就被缩短了，开关管的导通损耗大大降低。
另外，截止时间的延长，将使开关频率下降。这样，选用小电感量的升压电感就可以将开关频率限制在可以接受的水平，前置变换器的体积、重量和成本都得以降低。
跟随升压技术的优势主要表现在：
（1）功率MOSFET的导通损耗大大减小；
（2）升压电感体积、重量和成本大大降低。
因此，采用跟随升压技术所带来的好处是，由于升压电感和输出功率MOSFET的成本都有所下降，因此前置变换器的系统成本也显著降低。
在MC33260中，导通时间将根据反馈电流的大小进行控制。现在有几点需要说明：
（1）当反馈电流值超过IregL时，稳压电路将使输出电压保持稳定；
（2）当反馈电流值低于IregL时，导通时间将取得最大值。由前面的分析可知，导通时间的大小与输出电压的平方成反比，参见式（11）。
另一方面，根据升压拓扑的计算公式，导通时间又可以表示为：
其中：
将式（11）和（21）合并整理后得到：
上式显示出，在给定输入功率条件下，采用跟随升压模式的前置变换器的输出电压与交流线电压幅度之间的线性关系，如图8和图9所示。
从图8中可以看出，在给定的交流线电压条件下，导通时间的大小由输入功率的大小决定，而前置变换器的输出电压将与导通时间相对应，因此输出电压实际上也是由输入功率决定的。
如果输出电压升高，超出了稳定值，导通时间将根据跟随升压控制所确定的关系下降，传输功率减少，前置变换器的输出功率也就相应减少，因此输出电压就会降低，趋近稳定值。
同理，如果输出电压降低，低于了稳定值，就会有更多的功率传输到输出端，输出电压将逐步上升，趋近稳定值。
3.13 工作模式选择
工作模式的选择可以通过调整振荡器定时电容的取值来实现。从图9可以看出，输出电压一开始线性上升，然后才趋于稳定。在传统工作模式下，没有线性区域，而且振荡器的外接定时电容较小，升压电路在输出电压达到稳压值后即能提供最大功率。这种工作模式，不考虑功率和输入电压的状态，如果没有稳压电路的作用，跟随升压电路将使输出电压持续上升。为了保证MC33260能够工作在跟随升压模式下，必须正确选取振荡器的外接定时电容CT。
设(VO)regL为输出稳压下限，并满足以下关系式：
对上式进行整理得到：
利用上式可以计算出振荡器外接定时电容的大小。
4. 典型应用
MC33260控制的80W有源功率因数预调节器如图10所示。
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