电流源设计小Tips（一）：如何选择合适的运放

　　图20

　　gm也有转折频率，最终产生fT，但这个参数很难得到，因为大多数功率MOSFET都是用在开关状态，而且gmDC随偏置变化很大，因此datasheet里通常不给出，但由导通时间，Ciss，Coss和Crss可大致推出gm的fT很高，除以gmDC即为转折频率，很高，大致在10MHz左右。已远远超出OP07的可操作范围，因此忽略，认为gm是不随频率变化的水平直线。

　　也可看出为什么之前不用OP37的原因，因为gm的转折频率恰好在OP37的操作频率范围内，从而造成频率补偿复杂度增加。

分析Aopen之一：运放的主极点

　　运放是多零极点系统，但一般都具有2个主极点，低频主极点，靠近DC，高频主极点，靠近GBW。图为OP07的开环增益频响曲线。

　　图21

　　2个主极点中，高频主极点通常不受重视，因为大多数运放的高频主极点都在0dB线以下，即单位增益稳定。反馈环路中只有1只运放时很少遇到增益小于1的情况。因此很多运放datasheet中高频主极点都不标出。

　　考虑运放与10倍理想增益级级联（有时是必须的），这个高频主极点就会浮出水面，如果闭环增益为1，便会产生振荡。

图22　　

　　图23

　　分析Aopen之二：MOSFET和Rsample

　　如前所述，MOSFET分为输入和输出两部分，通过合理简化，输入的Cgs接地。

　　应该感谢输入输出功率隔离的设计方法，不知是谁先造出了电子管，否则这部分分析会相当复杂。

　　1. 输入部分

　　输入部分由Ro=200 Ohm和Cgs=1000pF构成低通滤波器，并产生一个极点po。低频增益为0dB，产生转折频率的极点po位于约800kHz。正好落在OP07 0dB以上的频带范围内，因此推测与振荡有关。

　　图24

　　2. 输出部分

　　MOSFET的电流Id=gmVgs流经Rsample产生电压gmVgsRsample，因此增益为gmRsample。由于gm的转折频率很高，Rsample在低频下为理想电阻，因此gmRsample的频率响应为平行于0dB线的直线。

　　电流源输出电流很小时，gm接近于0，因此gmRsample位于0dB线以下很低的位置。输出电流增大造成gm增大，gmRsample不断上移，直至最大电流时，gm=2s，Rsample=3 Ohm，gmRsample=6，移至0dB线以上。

　　图25

　　两部分级联后，增益相乘，波特图上增益相加，如下图：

　　图26

　　此时如果gmRsample》1，极点po在0dB线之上，反之则在0dB线之下。

　　一旦po高于0dB线，而1/F=1（0dB）且运放自身Aopen在此频率附近有-20dB/DEC的斜率，则po之后斜率将达到-40dB/DEC，可能产生振荡。

　　因此推论振荡的产生应与Ro、Cgs、gm和Rsample均相关。

　　分析Aopen之三：为何振荡

　　将运放、MOSFET和Rsample构成的传递函数级联，得到下图的完整开环增益Aopen：

　　图27

　　Aopen具有3个主极点，分别为：

　　1. 运放低频主极点pL

　　2. MOSFET输入电容造成的极点po

　　3. 运放高频主极点pH

　　gmRsample《1时，po在0dB线之下，系统稳定。

　　gmRsample》1时，po在0dB线之上，系统振荡。

　　gmRsample=1时，po=0dB，系统处于临界状态。

　　此问题的原因说来简单：

　　gm与电流Id息息相关，gm随Id的增大而增大，因此gmRsample

　　可能由《1变化至》1，使极点po位于0dB线之上，1/F=0dB线与

　　Aopen的交点处斜率差为40dB/DEC，因此系统振荡。

　　当然，可通过降低Rsample避免振荡，然而这不是治本的方法，而且会引起成本、噪声等一系列问题。

　　处理振荡时的一个基本原则，尽量首先剪裁Aopen，而后才是1/F。改变1/F可能造成系统瞬态性能的变化。

　　频率补偿是双刃剑，可能造成系统性能下降，过分的单一补偿会造成大量问题。因此应尽量使用多种补偿方法，而且每种补偿适可而止。

　　本次将采用三种补偿方法，分别解决三种问题：

　　1. 加速补偿

　　2. 噪声增益补偿

　　3. 高频积分补偿

　　由于篇幅的原因，第一部分就先说到这里，接下来我会谈到加速补偿，校正Aopen的问题，敬请留意。