了解变压器耦合电流开关D类放大器
在本文中,我们将学习变压器耦合电流开关D类放大器。一旦我们了解了它的操作,我们将把它的性能与两种电压开关D类配置进行比较。
本文引用地址:https://www.eepw.com.cn/article/202410/463454.htm本系列的前一篇文章介绍了变压器耦合电压开关(TCVS)D类放大器。在本文中,我们将了解另一种变压器耦合的D类配置——变压器耦合电流开关(TCCS)放大器。我们将介绍其工作原理,分析其性能,并通过一个例子来确定给定负载和输出功率的电路参数。
TCCS电路是我们将在本系列中介绍的最后一个D类放大器。因此,我们将通过比较我们讨论过的不同D类配置(包括TCCS放大器)的要求来结束本文。
TCCS配置
图1显示了TCCS放大器的示意图。
变压器耦合电流开关D类放大器示意图。
图1.变压器耦合电流开关D类放大器
上一篇文章中的TCVS示意图如图2所示。让我们简要地回顾一下这两个放大器之间的异同。
变压器耦合电压开关D类放大器示意图。
图2.变压器耦合电压开关(TCVS)D类放大器
我们将从相似之处开始。两个放大器都使用中心抽头输入变压器(T2)从输入信号中产生相反极性的信号。T2的中心抽头接地;T2次级处的相反极性信号用于驱动两个晶体管(Q1和Q2)足够硬,使其充当开关。Q1和Q2在输入信号的交替半周期上工作。
这两个电路还使用输出变压器(T1)来组合集电极电流。然而,在TCVS配置中,T1的中心抽头直接连接到电源(VCC)。TCCS放大器通过RF扼流圈(RFC)将中心抽头连接到VCC。射频扼流圈在开关频率下具有无穷大的电抗,可阻断交流电流,并迫使恒定电流进入变压器中心抽头。
T1的中心抽头是两种配置之间的两个主要区别之一。第二个区别是负载网络。与使用串联RLC电路作为负载的电压开关装置不同,电流开关放大器在输出端具有并联RLC网络。
TCCS放大器的操作
在每个半周期的操作中,RF扼流圈迫使电流(Idc)进入输出变压器(T1)的中心抽头。然后,它通过两个开关(晶体管Q1和Q2)中的一个,然后到达地。
图3和图4中的简化图说明了TCCS放大器在两个连续半周期内的操作。理想开关S1和S2分别代替Q1和Q2。
当Q1打开而Q2关闭时,TCCS放大器。
图3.当S1关闭而S2打开时(Q1打开,Q2关闭),TCCS放大器
当Q1关闭而Q2打开时,TCCS放大器。
图4当S1打开而S2关闭时(Q1关闭,Q2打开),TCCS放大器
在图3中,S1关闭,S2打开。Idc因此通过S1(i1=Idc)。由于S2是开路的,因此没有电流可以流过下路径(i2=0)。在下一个半周期(图4)中,S1打开,S2关闭,导致i1=0和i2=Idc。假设在前半个周期中S1打开,S2关闭,我们得到了图5中的电流波形。
两个完整操作周期内集电极电流的波形。
图5.i1和i2在两个完整操作周期内的电流波形
正如我们所看到的,集电极电流(i1和i2)是在0和Idc之间切换的方波。请注意,Idc仍然是一个未知参数——在分析结束之前,我们无法找到它的值。目前,我们需要确定流经T1次级线圈的电流。该电流在上图中用i3表示。
根据半周期,扼流圈输送的电流通过初级绕组的上半部分或下半部分。因此,由于变压器的作用,次级绕组中的电流幅度为(m/n)Idc。然而,该电流的方向在半周期之间交替。图6显示了i3在两个完整运行周期内的电流波形。
两个操作周期内的次级电流波形。
图6.两个操作周期内的次级电流波形
为了理解i3为什么在(m/n)Idc和–(m/n”Idc之间切换,我们需要在电路图的背景下考虑图5的集电极电流波形。在前半个周期中,扼流圈输送的电流通过初级绕组的下半部分。由于它进入初级绕组的虚线端,次级电流离开虚线端,导致i3=(m/n)Idc。
然而,在下一个半周期中,扼流圈的电流流过初级绕组的上半部分。由于初级电流离开该绕组的虚线端,输出电流进入次级绕组的虚线一端。因此,我们有i3=–(m/n)Idc。
TCCS放大器性能分析
50%占空比的方波包含所有奇次谐波(1、3、5等)。使用傅里叶级数表示法,我们可以根据其组成频率分量来表示图6中的方波电流:
方程式1
电流开关电路将所有这些谐波分量的总和应用于负载网络。然而,调谐到开关频率的高Q并联RLC电路对除基波分量外的所有电流频率分量都呈现出非常小的阻抗。在基频下,RLC电路表现出RL的电阻。因此,所有输出电流谐波都被短路,只有基波分量流入负载电阻器(RL)。
将通过RL的电流表示为iout,我们有:
方程式2
iout的峰值等于
4πmnIdc
iout的RMS值(irms)等于峰值除以2的平方根。知道这一点后,我们现在可以计算出输入到负载的平均功率:
方程式3
问题是我们仍然不知道Idc,也就是流经扼流圈的电流。在我们这样做之前,方程3对我们没有用。要找到Idc,我们需要进一步研究电路。
计算通过射频扼流圈的电流
假设射频扼流圈是理想的。既然如此,它两端就没有直流电压降。因此,输出变压器中心抽头处电压的直流分量等于VCC。这条信息对于找到Idc至关重要。
为了找到变压器中心抽头的电压波形,我们首先使用方程式2来确定变压器次级绕组两端的电压:
方程式4
由于变压器的电压缩放功能,因此初级绕组每段上的电压为:
方程式5
图7提供了前半周期(Q1:OFF,Q2:ON)电路的简化图。相关电压量(vout和vp)以紫色显示。
Q1关断且Q2接通时的电压。
图7.Q1关断且Q2接通时的电压
考虑上图中的节点C、D和E。节点C和D分别位于Q1和Q2的集电极处。节点E出现在T1的中心抽头处。在这个半周期中,节点电压如下:
vC = 2vp
vD = 0
vE = vp
注意,节点E和C具有正弦电压。
图8显示了下一个半周期(Q1:ON和Q2:OFF)。
Q1接通而Q2断开时的电压。
图8.Q1接通而Q2断开时的电压
对于这个半周期,节点电压为:
vC = 0
vD = –2vp
vE = –vp
在这个半周期内,节点E和D处的电压是正弦曲线。然而,它们相对于vp和vout是颠倒的。
图9显示了这些节点在一个完整操作周期内的电压波形以及输出。
从上到下:输出端、节点D、节点C和节点E的电压波形。
图9.从上到下:输出端、节点D、节点C和节点E的电压波形
在上图中,A1和A2分别是vout和vE的振幅。A1只是方程式4中vout的峰值:
方程式6
根据半周期的不同,vE等于vp或-vp。从方程5中取vp的峰值,我们得到:
方程式7
振幅为A2的全波整流正弦波具有2A2/π的直流分量。因此,vE的平均分量为:
方程式8
我们之前提到,输出变压器中心抽头(节点E)处的电压的平均分量是VCC。用VCC代替上述方程中的vE,ave,我们可以求解Idc:
方程式9
最后,通过将方程9中的Idc代入方程3,我们得到输出功率:
方程式10
现在我们知道Idc,我们还可以找到集电极最大电压的简单方程。在图9中,我们看到vC和vD——两个集电极电压——都有2A2的峰值。结合方程式9和7得出:
方程式11
晶体管两端的最大电压降为2A2=πVCC。
我们现在可以找到TCCS放大器的效率了。这是我们继续之前要检查的最后一个性能参数。
计算效率
通过比较输出功率和输入功率来计算效率。我们从方程式10中知道输出功率。至于输入功率,它等于电源电压(VCC)乘以电源电流的平均值(Idc)。因此,根据方程式9,输入功率为:
方程式12
这与输送到负载的功率相同,这意味着该放大器的理论效率为100%。请注意,这是理想的效率。在实践中,电路的效率可能会因非理想性而降低,例如与集电极引线串联的寄生电感。
示例:确定TCCS放大器的最大晶体管电压和电流
现在我们已经完成了分析,让我们找到向50Ω负载提供20 W功率的TCCS电路的电源电压、最大开关电流和最大开关电压。为简单起见,我们假设匝数比(n/m)为1。
我们知道PL=20,RL=50,n/m。为了找到电源电压(VCC),我们首先将这些数字代入方程10:
方程式13
然后我们求解VCC:
方程式14
接下来,让我们计算最大开关电流。从图5中可以看出,这等于Idc。方程式9得出:
方程式15
最后,我们从图9中知道,每个开关晶体管集电极-发射极之间的最大电压为2A2。应用方程式11,我们得到:
方程式16
为了向50Ω负载提供20 W的功率,TCCS放大器需要28.47 V的电源电压。其晶体管必须能够承受0.7 a的最大开关电流和89.44 V的最大集电极-发射极电压。
哪种D类放大器性能最好?
我们之前对TCVS放大器和基本电压开关D类放大器进行了相同的示例。表1总结了TCCS放大器的结果。所有三个电路都设计为向50Ω负载提供20 W。
表1.对三种不同的D类配置的要求,以向50Ω负载提供20 W
根据这些数据,这三种配置是如何相互叠加的?
基本电压切换D类放大器需要比变压器耦合配置中的任何一种都高得多的电源电压。其晶体管必须处理与TCVS放大器相同的最大电流和电压。与TCVS电路相比,TCCS装置需要较低的电源电压和最大开关电流。然而,它增加了晶体管集电极-发射极之间的电压应力。
TCVS和TCCS电路提供了相当的性能——这里似乎没有绝对的赢家。根据电源电压和可用的晶体管参数,任何一种配置都可能是正确的选择。请注意,晶体管的工作频率是应该考虑的参数之一——在方波集电极电流的情况下,晶体管需要更快地切换。
总结
本文研究了变压器耦合电流开关D类放大器的操作和性能。这是我们将讨论的最终D类配置。在下一篇文章中,我们将研究D类功率放大器的一些局限性,并解释E类放大器如何解决这些局限性。
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