一种高效的柔性智能照明节电控制装置

在输入工频电压的正半周，对VT1，VT3进行PWM控制，而VT2，VT4全开通；反之，在输入工频电压的负半周，对VT2，VT4进行PWM控制，而VT1，VT3全开通。该方式下，总的开关动作次数减少了一半，因此开关损耗也降低了一半。在一个开关周期中，交流斩波器包括3种工作模式：有源模式、死区模式和续流模式。这3种模式下双向电流通路总是存在，不会产生di／dt过电压，因此无需缓冲电路，降低了缓冲电路所引入的损耗。
(2)选用通态压降较低的开关器件多管并联
开关器件的通态损耗直接取决于其饱和压降及传导电流。当负载电流较大时，通态功率损耗在总损耗中占有很大一部分。对一个Buck型交流斩波器而言，通态损耗可近似为：
Pson=(2UsatPc／Uoc)×100％ (6)
式中：Usat为IGBT的饱和电压；Uoc，Pc为斩波器输出电压和输出功率的有效值。
多数IGBT的饱和压降约为2 V，对于输出电压为220 V的斩波器，即有2％的通态损耗。在此选用一种饱和压降为1．5 V的IGBT作为功率开关，并采用两管或多管并联来降低开关损耗。
(3)采用非晶态磁芯滤波电感，倒相换接开关采用机电开关
滤波电感串联在交流斩波器中，其效率与斩波器的效率一样重要。影响滤波电感效率的主要因素是磁滞损耗和涡流损耗，非晶态磁芯电感的磁滞损耗和涡流损耗比铁心电感小得多，原则上倒相换接开关采用快速的半导体开关为宜，但其通态压降也会引起功率损耗，机械开关通态损耗可以忽略，但不可控。大功率继电器可控并且其触点没有损耗，因此用作倒相开关。
采取上述技术措施后，斩波器的效率得到很大提高，配合高效的变压器，系统的整体效率达到了国家节能器的标准。

4 负载适应性和系统可靠性
实际的照明系统负载种类繁多，有些是纯阻性的，但有些负载加装了功率因数补偿电容，有些是输入级为整流器的电子镇流器灯具负载。这些负载的共同特点是上电电流冲击很大，因为整流器后接有并联补偿电容和滤波电容，这样的一种开关冲击电流可达到其额定值的几百倍至上千倍，很容易造成交流斩波器因过流而损坏，而且大多数照明负载的开关是随机的，即冲击电流时时存在。此外，负载回路可能发生局部短路情况，因此要对交流斩波器实施保护，但又不能终止节能器下游负载的运行。
在串联调整式系统主电路结构中，主功率通道上只有串联变压器的次级绕组，具有很强的抗冲击能力，若在节电装置运行过程中遇到上述电流冲击性负载的接入，系统瞬间封锁保护交流斩波器，但主功率通道仍继续向负载供电。在这种情况下，变压器相当于一个电流互感器，负载冲击电流反射到串联变压器的初级绕组上。为保护交流斩波器，设计了快速的过流检测电路产生过流封锁信号，当负载电流产生冲击时，高速电流检测单元在负载电流上升到功率开关器件的最大承受电流前发出封锁信号，封锁VT1，VT2，同时打开VT3，VT4和VT5，以避免串联变压器的初级绕组开路。负载冲击电流反射到串联变压器的初级电流将从VT3，VT4，VT5中流过，从而保护了续流开关。因此避免了电流变压器开路绕组上的高电感电压。晶闸管固态开关的过电流能力较高，它能抵抗较大的冲击电流而不至于被损坏。此时交流斩波器被封锁了，固态开关将变压器的初级短路，负载电流仍然通过次级绕组连续流动，这种工作模式称为初级短路的旁路模式。冲击电流过去后，再向VT5发出关断信号，VT5关断后，交流斩波器返回斩波状态，继续对输出电压进行调节。系统做这样的处理后，可以适合于各种冲击性负载，其开和关不受限制。当系统发生故障后，节电控制装置能够通过初级短路的旁路模式而不用中断负载的电源。同样当交流斩波器出现故障时，系统也切换到串联变压器初级短路的旁路方式。
系统进行上述处理后，无论是容性负载合闸冲击还是非线性负载冲击，均可保证交流斩波器的安全，一旦冲击过后，交流斩波器再投入运行。不难想象，该节电装置还可直接应用于其他负载场合，应用范围很广。

5 实验结果
为验证所提措施的有效性，制作实验样机，参数为：额定功率40 kVA(三相)；ui为(380+15％)V(三相)；uo为266～437 V(三相)；串联变压器容量为11 kVA(三相)，初级为380 V(16．5 Ax3)，次级为104 V(60 A×3)；斩波开关IGBT为IKW75T60N，双管并联；滤波器输入电容为15μF，LC滤波为0．5 mH，20μF；双向固态开关为KS100A1200V，倒相换接开关为继电器触点容量为30A／380V。

图3a为采取措施前后不同功率下的系统效率；图3b为负载冲击电流到来时从斩波调整模式切换到旁路模式系统的输出电压、电流波形。可见，当存在负载冲击电流时，输出电压无间断。

6 结论
所采取的技术措施有效地提高了串联补偿式节能控制器的运行效率，并使装置适用于各种负载，系统的运行可靠性得到提高，相应技术可推广到其他应用领域。