LDO噪声详解

图 6 RMS 噪声与输出电压的关系

因此，放大参考噪声被降至(1 + R1/R2) × VN(REF) × GRC，则方程式5变为：

在现实世界中，所有控制信号电平均依赖于频率，包括噪声信号在内。如果误差放大器带宽有限，则高频参考噪声 (VN(REF)) 通过误差放大器滤波，其方式与使用 RC 滤波器类似。但在实际情况下，误差放大器往往具有非常宽的带宽，因此 LDO 器件拥有非常好的电源纹波抑制 (PSRR) 性能，其为高性能 LDO 的另一个关键性能参数。为了满足这种矛盾的要求，IC 厂商选择使用宽带宽误差放大器，以实现最佳低噪声 PSRR。如果低噪声也为强制要求，则这样做会带来 NR 引脚功能的使用。

典型电路中参考噪声的控制

放大参考噪声

TI TPS74401 LDO 用于测试和测量。表 1 列出了常见配置参数。请注意，为了便于阅读，TPS74401 产品说明书的软启动电容器 CSS 是指降噪电容器 CNR。

表 1 设置参数

首先，使用一个可忽略不计的小 CNR，研究放大器增益的影响。图 6 显示了 RMS 噪声与输出电压设置的对比情况。如前所述，主要噪声源 VN(REF) 通过反馈电阻器 R1 和 R2 的比放大。我们将方程式 7 修改为方程式 8 的形式：

其中，VN(Other)为所有其它噪声源的和。

如果方程式 8 拟合y=ax + b的线性曲线，如图 6 中红色虚线所示，则 VN(REF)(斜率项)可估算为 19 µVRMS，而 VN(Other)(y 截距项)为 10.5 µVRMS。正如在后面我们根据“降噪(NR)引脚效应”说明的那样，CNR 的值为 1pF，目的是将 RC 滤波器效应最小化至可忽略不计水平，而 GRC 被看作等于 1。在这种情况下，基本假定 VN(REF) 为主要噪声源。

请注意，当　OUT　节点短路至 FB 节点时噪声最小，其让方程式 8 的放大器增益(1 + R1/R2)等于1(R1=0)。图 6 显示，该最小噪声点约为 30 µVRMS。

抵销放大参考噪声

本小节介绍一种实现最小输出噪声配置的有效方法。如图 7 所示，一个前馈电容器 CFF 向前传送(绕开)R1 周围的输出噪声。这种绕开或者短路做法，可防止在高于 R1 和 CFF 谐振频率 fResonant 时参考噪声因误差放大器增益而增加，其中：

输出噪声变为：

图 7 使用噪声最小化前馈电容(CFF) 的 LDO 拓扑

图 8 显示了RMS噪声相对于前馈电容 (CFF) 和不同输出电压设置的变化。请注意，每个 RMS 图线上各点代表上述电路状态下整个给定带宽的完整噪声统计平均数。正如我们预计的那样，所有曲线朝 30 µVRMS 左右的最小输出噪声汇集;换句话说，由于 CFF 效应，噪声汇聚于 VN(REF) + VN(Other)。

图 8 前馈电容对噪声的影响

图 8 对此进行了描述。CFF 值大于 100nF时，方程式 8 中1 + R1/R2 的放大器增益被抵销掉。出现这种情况的原因是，尽管低频噪声未被 CFF 完全抵销，但是低频噪声对 RMS 计算的总统计平均数影响不大。为了观察 CFF 的实际效果，我们必需查看噪声电压的实际频谱密度图(图9)。图9表明，CFF=10µF 曲线的噪声最小，但是某些频率以上时所有曲线均接近于这条最小噪声曲线。这些频率相当于由 R1 和 CFF 值决定的谐振极点频率。R1 等于 31.6 kΩ 时计算得到的 CFF值，请参见表 2。

表 2 计算得谐振频率

图 9 表明，50 Hz 附近时，CFF=100 nF 曲线转降。5 kHz 附近时，CFF=1 nF 曲线转降，但是 CFF=10 pF 时谐振频率受 LDO 噪声总内部效应影响。通过观察图 9，我们后面均假设 CFF=10µF 最小噪声。

图 9 各种 CFF 值的输出频谱噪声密度

降噪 (NR) 引脚的效果

在 NR 引脚和接地之间使用 RC 滤波器电容(CNR)时，GRC 下降。图 10 表明 RMS 噪声为 CNR 的函数(参见图 5)。稍后，我们将在第三段“其它技术考虑因素”中说明这两条曲线的差异。