基于TOPSwitch的反激变流器反馈电路的优化设计

对于图2电路,主要就是要确定R4、R5、R6及R7的值。电路利用输出电压与T1431构成的误差比较器,通过光耦PC817线性关系的电流变化控制TOPSwitch的Ic,从而改变PWM宽度,达到稳定输出电压的目的。从TOPSwicth的流入控制脚C的电流Ir与占空比D成反比关系,如图3所示。

为使PWM线性调节,控制脚电流Ir应在2~6mA之间,而Ic是受光耦二极管电流If控制的,由于光耦PC817是线性光耦,二极管正向电流If在3mA左右时,三极管的集射电流Ice在4mA左右,而且集射电压Vce在很宽的范围内线性变化。因此确定选PC817二极管正向电流If为3mA。
从TL431的技术参数知,Vka在2.5~37V变化时,Ika可以在1~100mA内大范围变化,一般选20mA即可,既可以稳定工作,又能提供一部分死负载。
由以上分析,可以得到一组关系式,有

式中：Vf是PC817二极管压降;
VR是TL43l参考端电压;
Vc是输出电压。
根据以上计算得到：R4=10kΩ、R5=10k、R6=470Ω、R7=150Ω。
使用以上参数构成的反激变流器,由于高频变压器漏感的存在以及PCB的布局不够合理,使得输出电压纹波较大,达到150mV(=3％),所以必须对控制电路进行改进,进一步提高控制环路的增益和带宽,改善电路的瞬态响应,以降低输出纹波。
TOPSwitch的控制函数有两个极点,第一个极点频率为7kHz,它是由内部阻容元件构成的低通滤波器决定的,其截止频率为7kHz,能滤掉开关噪声电压,而对误差电压只产生很小的相移。第二个极点频率为1.7kHz,是由自动重启动电容C8(47μF)和控制端动态阻抗Zc决定的,该极点适用于开关电源在不连续模式且占空比D50％情况下。
反激变流器的控制框图如图4所示。在设计反馈网络前,假设PC817的电流传输比CTR=100％,而且因为TOPSwitch的控制是电流模式,所以PC817构成的传递环节不影响整个系统的频率响向应,令Kea=1,并且所有设计采样点在输出的小LC滤波环节之前。此时,开环传递函数为V1为

V1折算到低压侧的原边直流电压;
RL为负载电阻;
L为高频变压器次级电感。
代入电路参数得
TOPSwitch的开关频率为100 kHz,为了避免其引起过多的相移,一般取带宽为其频率的l／4一1／5,我们取1／5为20kHz。则此时的相位φ=arctan(20／33)一arctan(20／14)-arctan(20／49)=-46°
如果用单极点补偿[如图5(a)所示],则带宽处的相位裕度为180—90一46=43°,比工程上一般要求的45°偏小,所以采用双极点补偿形式来提升相位裕度。图5(b)具有两个极点和一个零点,把第一个极点设定在原点,第一个零点一般在带宽的1／8左右,这样在带宽处提升相位10°左右,此零点越低,相位提升越明显,但太低了就降低了低频增益,使输出调整率降低,这里取2kHz。第二个极点的选取一般是用来抵消右半平面零点(一般由输出电容的ESR引起)的增益升高,保证增益裕度,使带宽处保持一20db／10decade的形状,这里取极点频率50kHz,如图6所示。