电流驱动同步整流反激变换器的研究

Pturnon(SW)=CSWVon2fs（2）

其中：Vin－nVoVonVin＋nV；

Vo为输出电压；

fs为开关频率。

也就是说，当原边开关在谐振电压的峰值开通时，电路的效率最低，相反，在谷值开通时，电路的效率最高。因为谐振的时间tDCM=t5－t4会随着输入电压的变化而变化，即Von会随着输入电压的变化而变化，从而电路的效率会随着输入电压的变化而发生扰动。另一方面，由于SR的输出电容CSW比一般的肖特基二极管要大，由式（1）可知，采用同步整流的电路的谐振电流要比采用肖特基二极管的电路大，这个电流流过SR，从而产生比较大的损耗。所以，如果电路的器件或者参数设计不当，用SR来代替二极管不一定能提高效率。

这个电路的另一种工作方式VFDCM就是基于这种思想产生的。t3时刻SR关断后，在VDS第一次到达谷底时（见图2的t4时刻）开通原边开关，就可以达到减小开关损耗的目的，可以从整体上提高电路效率。

3同步整流管的驱动

SR的驱动是同步整流电路的一个重要问题。有的电路可以采用自驱动，典型的电路比如采用有源箝位的正激电路，这种驱动由于是利用变压器副边的电压来驱动SR，不必另加电路，即节约了成本，又提高了电路的效率。而有的时候为了能够更灵活地控制SR，则可以采用他驱动。

如前所述，只要采用零电流检测技术，反激电路也是可以采用自驱动。传统的电流驱动电路如图3所示。这种驱动电路是消耗能量的，为了减小这种损耗，电流检测线圈的压降必须尽可能低。实际电路中一般要达到整流管压降的1/10。比如说，在图3中，如果VSR=0.1V，则VCS要在0.01V左右。而SR的驱动电压至少要5V，这样会导致N2和N1的匝数比非常大。这不仅使得电流检测装置非常笨重，而且会增大漏感，影响到同步管的迅速开通。这也是这种电路不适合在高频下工作的原因。

为了解决电流检测电路所引起的损耗问题，提出了具有能量反馈（energyrecovery）的电流检测电路[2]，如图4所示。

这个电路增加了一个能量反馈部分，通过N3和N4的作用，把电流检测的能量反馈到一个直流源里，这个直流源可以是电路中的任一直流电压，一般用输出电压来代替。有了这个电路后，VCS可以设计得比VSR还高，而不会引入额外的损耗。这样就解决了传统电流驱动电路匝数比大的缺点。

电路的基本工作过程如下，当电流从SR的源极流向漏极时，线圈N1上也流过同方向的电流，折算到线圈N2上的电流给SR的门极电容充电，当门极电压VGS折算到N3等于Vo时，二级管D1导通并且把能量从N1传递到直流源Vo。适当设计N2和N3的匝数比，N2上的电压可以用来驱动SR，只要SR上的电流持续流过N1，直流源Vo保持不变，SR的驱动电压就不会随着输入电压的变化而变化。当流经SR的电流降到零并且要反向流时，二级管D1关断，D2开通进行磁复位。SR的门极电压为负，从而关断。因此没有反向电流流过SR。在这种电流驱动电路中，SR的特性就像一个理想的二极管一样。

(a)Vin=40V时VDS(SW)与ipri波形 (b)Vin=40V时VSR与isec波形