工程师不可不知的开关电源关键设计（四）

　　当锁存器置位输入方波为高电平时，或非门输出始终为低电平，封锁PWM，这段时问由内部振荡器OSC放电过程时间决定。在锁存器置位输入方波下降沿同时，如或非门其他三个输入信号输入无效电平时，或非门输出为高电平，MOSFET管导通。

　　其他三个输入信号分别为：一个为电流取样比较器输出，一个为误差放大器输出，一个为输入欠压比较器输出。

　　为滤除参考端的高频信号，V 对地接一个瓷片电容，在PCB布线时要注意，不能有电感成分的介人，以免产生干扰，引成电路振荡打隔。

　　OSC振荡频率f=1.8/（RtCt）， 当取RT=33kf2，CT=1000PF，f=-54kHz.

　　6）电流取样比较

　　在图2中，MOSFET管导通时，Udc =Ldi/dt，变压器电感电流以斜率Udc/L线性增长，L为变压器的初级电感。在MOSFET管的源极与地间串接一个无感取样电阻Rs，将变压器的初级电流转换成取样电压Ud =RS i.在输出同样的功率下，输入直流电压越小，变压器一次电流也越大，通过MOSFET管的电流也越大。为保护M0SFET管不致损坏， 需计算电感峰值电流Ip=2P/（UdcminUmax ）。选择功率MOSFET管的最大峰值电流Icmax应大于1.3Ip.

　　取样电压Ud经RC滤波后，送到UC3845的3脚。当该电压超过lV时，比较器输出高电平，送到RS锁存器的复位端，PWM输出为低电平，使PWM的占空比减小，从而限制电感峰值电流。

　　无感取样电阻尺。的电阻值为：Rs=l/Ip，功率1W.而RC滤波器的时间常数接近尖脉冲的持续时间，否则引起电源输出的不稳定。取R=lk，C=470PF.

　　7）误差比较器

　　Vref经电阻分压为2.5V接至误差比较器的正端，而负端（2脚）接外部监测电压输入。误差比较器（1脚）输出用于外部回路的补偿，如图2，输出电压因两个二极管压降而失调（=1.4V），并在连接到取样比较器反向输入端之前被三分。2脚和1脚间接一个RC网络进行环路补偿。取R 11=150kQ，C11=100PF.

　　外部监测电压输入端（2脚）可用于对输出回路引入电压反馈环节，如对主输出回路5V的稳定度要求不高，可将馈电电压引入，以监测输出回路过电压。Vcc经电阻分压接到UC3845~b部监测电压输入端，当由于某种原因，输出回路电压升高时， 外部监测电压输入端大于2.5V， 误差比较器输出小于2.5V，结合电流取样比较输入电压，PWM输出为低电平， 使PWM的占空比减小， 输出回路电压减小。如果对主回路输出5V电压的精度有要求。应采用反馈电路由光耦PC817、TL431及与之相连的阻容网络构成。其控制原理如下：

　　主回路5V输出输出电压经电阻分压后得到采样电压，此采样电压与TL43 l提供的2.5V参考电压进行比较，当输出电压正常（5V）时，采样电压与TL43l提供的2.5V参考电压相等则TL431的K极电位不变，流过光耦二极管的电流不变，流过光耦的电流不变，UC3845的2脚输入电压不变，1脚电位稳定，6脚输出PWM驱动的占空比不变，输出电压稳定在设定值不变。

　　当输出5V电压因为某种原因偏高时，经电阻分压值就会大于2.5V，则TL431的K极电位下降，流过光耦二极管的电流增大，则流过光耦的电流增大，UC3845的2脚输入电压上升到大于2.5V，l脚电位下降，6脚输出驱动脉冲PWM的占空比下降，输出电压降低，这样就完成了主回路输出电压反馈稳压的作用。

　　3 结束语

　　实践证明，基于UC3845的反激式开关电源具有输入电压范围宽、输出电压精度高、负载的调整效率高等特点。本电源应用于网络电测仪表中，收到了良好的效果，具有一定的推广价值。

三、开关电源中浪涌电流抑制模块的应用

　　1 上电浪涌电流

　　目前，考虑到体积，成本等因素，大多数AC/DC变换器输入整流滤波采用电容输入式滤波方式，电路原理如图1所示。由于电容器上电压不能跃变，在整流器上电之初，滤波电容电压几乎为零，等效为整流输出端短路。如在最不利的情况（上电时的电压瞬时值为电源电压峰值）上电，则会产生远高于整流器正常工作电流的输入浪涌电流，如图2所示。当滤波电容为470μF并且电源内阻较小时，第一个电流峰值将超过100A，为正常工作电流峰值的10倍。

　　浪涌电流会造成电源电压波形塌陷，使得供电质量变差，甚至会影响其他用电设备的工作以及使保护电路动作；由于浪涌电流冲击整流器的输入熔断器，使其在若干次上电过程的浪涌电流冲击下而非过载熔断。为避免这类现象发生，而不得不选用更高额定电流的熔断器，但将出现过载时熔断器不能熔断，起不到保护整流器及用电电路的作用；过高的上电浪涌电流对整流器和滤波电容器造成不可恢复的损坏。因此，必须对带有电容滤波的整流器输入浪涌电流加以限制。

　　2 上电浪涌电流的限制

　　限制上电浪涌电流最有效的方法是，在整流器与滤波电容器之间，或在整流器的输入侧加一负温度系数热敏电阻（NTC），如图3所示。利用负温度系数热敏电阻在常温状态下具有较高阻值来限制上电浪涌电流，上电后由于NTC流过电流发热使其电阻值降低以减小NTC上的损耗。这种方法虽然简单，但存在的问题是限制上电浪涌电流性能受环境温度和NTC的初始温度影响，在环境温度较高或在上电时间间隔很短时，NTC起不到限制上电浪涌电流的作用，因此，这种限制上电浪涌电流方式仅用于价格低廉的微机电源或其他低成本电源。而在彩色电视机和显示器上，限制上电浪涌电流则采用串一限流电阻，电路如图4所示。最常见的应用是彩色电视机，这种方法的优点是简单，可靠性高，允许在宽环境温度范围内工作，其缺点是限流电阻上有损耗，降低了电源效率。事实上整流器上电处于稳态工作后，这一限流电阻的限流作用已完成，仅起到消耗功率、发热的负作用，因此，在功率较大的开关电源中，采用上电后经一定延时后用一机械触点或电子触点将限流电阻短路，如图5所示。这种限制上电浪涌电流方式性能好，但电路复杂，占用体积较大。为使应用这种抑制上电浪涌电流方式，象仅仅串限流电阻一样方便，本文推出开关电源上电浪涌电流抑制模块。

　　3 上电浪涌抑制模块

　　3.1 带有限流电阻的上电浪涌电流抑制模块

　　将功率电子开关（可以是MOSFET或SCR）与控制电路封装在一个相对很小的模块（如400W以下为25mm×20mm×11mm）中，引出3～4个引脚，外接电路如图6（a）所示。整流器上电后最初一段时间，外接限流电阻抑制上电浪涌电流，上电浪涌电流结束后，模块导通将限流电阻短路，这样的上电过程的输入电流波形如图6（b）所示。很显然上电浪涌电流峰值被有效抑制，这种上电浪涌电流抑制模块需外接一限流电阻，用起来很不方便，如何将外接电阻省掉将是电源设计者所希望的。

　　3.2 无限流电阻的上电浪涌电流抑制模块

　　有人提出一种无限流电阻的上电浪涌电流抑制电路如图7（a）所示，其上电电流波形如图7（b）所示，其思路是将电路设计成线形恒流电路。实际电路会由于两极放大的高增益而出现自激振荡现象，但不影响电路工作。从原理上讲，这种电路是可行的，但在使用时则有如下问题难以解决：如220V输入的400W开关电源的上电电流至少需要达到4A，如上电时刚好是电网电压峰值，则电路将承受4×220×=1248W的功率。不仅远超出IRF840的125W额定耗散功率，也远超出IRFP450及IRFP460的150W额定耗散功率，即使是APT的线性MOSFET也只有450W的额定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的结果是，MOSFET仅能承受有限次数的上电过程便可能被热击穿，而且从成本上看，IRF840的价格可以接受，而IRFP450及IRFP460则难以接受，APT的线性MOSFET更不可能接受。

　　欲真正实现无限流电阻的上电浪涌电流抑制模块，需解决功率器件在上电过程的功率损耗问题。作者推出的另一种上电浪涌电流抑制模块的基本思想是，使功率器件工作在开关状态，从而解决了功率器件上电过程中的高功率损耗问题，而且电路简单。电路如图8（a）和图8（b）所示，上电电流波形如图8（c）所示。

　　3.3 测试结果

　　A模块在400W开关电源中应用时，外壳温升不大于40℃，允许间隔20ms的频繁重复上电，最大峰值电流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或　　35mm×25mm×11mm。

　　B模块和C模块用于800W的额定温升不大于40℃，重复上电时间间隔不限，上电峰值电流为正常工作时峰值电流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

　　模块的铝基板面贴在散热器上，模块温度不高于散热器5℃。

　　4 结语

　　开关电源上电浪涌电流抑制模块的问世，由于其外接电路简单，体积小给开关电源设计者带来了极大方便，特别是无限流电阻方案，国内外尚未见到相关报道。同时作者也将推出其它冲击负载（如交流电机及各种灯类等）的上电浪涌电流抑制模块。

　四、开关电源中电磁干扰的抑制方法

　　引言

　　随着开关电源技术的不断发展和日趋成熟，各个应用领域对开关电源的需求也不断增长，但是，开关电源存在严重的电磁干扰（）问题。它不仅对电网造成污染，直接影响到其它用电电器的正常工作，而且作为辐射干扰闯入空间，对空间也造成电磁污染。于是便产生了开关电源的电磁兼容（EMC）问题。电磁兼容是指设备或系统在其电磁环境中能正常工作且不对该环境中任何事物构成不能承受的电磁骚扰的能力。

　　开关电源的电磁干扰可分为传导干扰和辐射干扰两大类。传导干扰通过交流电源传播，频率低于30 MHz。辐射干扰通过空气传播，频率在30MHz以上。

　　本文针对一种桌面式180W塑壳开关电源（负载是12V／15A的半导体制冷冰箱，电源外形大小205mm×90mm×62mm）所存在的电磁干扰超标问题，从原理上进行了分析，并探讨了解决方案。

　　1 180 W开关电源的电路结构分析与电磁干扰测试

　　1．1 主电路与结构布局分析

　　该开关电源的电路原理如图1所示。

　　电容滤波整流器功率因数低，整流二极管导通时间较短，滤波电容充电电流瞬时值的峰值大，整流后的电流波形为脉动状，产生高的谐波电流。

　　半桥电路中高频导通和截止的S1、S2、D3、D4和变压器T1是开关电源的主要骚扰源，产生高频高压的尖峰谐波振荡，该谐波振荡产生的高次谐波，通过开关管与散热器问的分布电容传入内部电路或通过散热器及变压器向空间辐射。

　　该开关电源的内部布局如图2所示，左边是交流电源输入和直流输出，靠左边上下两侧留有通风孔，风机在右边，采用向外抽风方式散热，保证塑壳内的热量及时排出，避免热量在塑壳内积聚。该布局的优点是通风路比较通畅，但也存在缺点—输入输出接口安装得较近，在它们之间容易产生空间耦合，形成辐射骚扰。