用于单片集成开关IC开关电源的反激式变压器设计(一)
反激式电源变换器设计的关键因素之一是变压器的设计。在此我们所说的变压器不是真正意义上的变压器，而更多的是一个能量存储装置。在变压器初级导通期间能量存储在磁芯的气隙中，关断期间存储的能量被传送给输出。初次级的电流不是同时流动的。因此它更多的被认为是一个带有次级绕组的电感。
反激电路的主要优势是成本，简单和容易得到多路输出。反激式拓扑对于100W以内的系统是实用和廉价的。大于100W的系统由于着重降低装置的电压和电流，其它诸如正激变换器方式就变得更有成效。
反激式变压器设计是一个反复的过程，因为与它的变量个数有关，但是它不是很困难，稍有经验就可快速和容易的处理。在变压器设计之前的重点是定义电源参数，诸如输入电压，输出功率，最小工作频率，最大占空比等。根据这些我们就可以计算出变压器参数，选择合适的磁芯。如果计算参数没有落在设计范围内，重复计算是必要的。利用网站上的EXCEL电子表格可以容易的处理这些步骤。
属于ISMPS IC的IR40xx系列最初设计应用于准谐振方式，这意味变压器工作于不连续模式(磁场不连续，当变压器中的能量传递到次边后磁场反回到零)。在PRC模式中的变压器通常也工作于不连续状态，若工作于连续状态时工作频率设置的很低(约20KHZ时一般不实用，因为需要较大尺寸的磁芯)。因此本应用手册仅包含不连续设计的实例。
2〕电源设计所需的标准
在开始变压器设计之前，根据电源的规范必须定义一些参数如下：
1〕最小工作频率-fmin
2〕预计电源效率-η≈0.85~0.9(高压输出)，0.75~0.85(低压输出)
3〕最小直流总线电压-Vmin如110V时最小输入电压85Vac，可有10V抖动)
4〕最大占空比-Dm(建议最大值为0.5)
5)串联谐振电容值-Cres〔建议取值范围为100pf~1.5nf，见图1〕
3〕变压器设计步骤
首先计算总输出功率，它包括所有次级输出功率，辅助输出功率和输出二极管的压降。通常主要输出电流若大于1A使用肖特基二极管，小于1A使用快恢复二极管，当小电流输出时辅助绕组可用1N4148整流(建议辅助电压为18V，电流为30mA)
输出功率(Po)计算的是总的输出功率。
根据Po变压器的初级电感可由下式计算出。
图1 IR40xx系列反激电路典型应用
下一步是计算初级，次级和辅助绕组的变比。下式给出初级(Np)和次级(Ns)变比的计算公式：
此处Vo是次级输出电压，VD是次级输出整流管的正向压降。一个好的方法是先计算次级每
伏的匝数，依此可计算出初级的匝数。辅助绕组的匝数NB可依下式算出。
对于多路输出电源需要反复计算找出最佳变比，需要对输出电压采取一些折中以确保匝数为整数，没有半匝。
现在就可计算出带气隙磁芯的有效电感。这需要从磁芯生产商处获得所需有气隙磁芯的Alg值
或者使用标准磁芯通过研磨中间段得到所需的Alg值它也可以用下式由初级电感Lp(μH)和初级匝数Np计算出。
初级平均电流Iav可由假定效率η，所需总输出功率Po及最小直流总线电压Vmin算出。
所需初级峰值电流Ip可由下式算出
图2给出不连续模式初级电流波形。可以看出在t1导通期间有一斜坡电流，其上升斜率受直流总线电压和初级电感Lp控制，最终达到刚才所计算的峰值电流值Ip。在t2关断期间初级无电流流过。在I=Ip处出现峰值磁通。由于IR40xx是自准谐振电路，t1与t2的转换依赖于输出负载和输入电压。计算时我们可采用变压器最坏情况下的最低频率，最低直流总线电压和最大负载。
图2不连续反激电路初级电流波形
根据初级RMS电流I rms能够算出所需导线线径，见下式:
下一步是计算所需磁芯尺寸和气隙。首先选择磁芯尺寸，可以应用第五部分给出的磁芯类型和尺寸选择适当的功率等级。根据下式由有效截面积Ae(cm2)计算出最大磁通密度Bm，作为磁芯选择依据(Bm应在2000~3000高斯之间，低于2000磁芯未被充分利用，高于3000依据所用铁氧体材料可能发生饱和)。
一个可选方法是由Bm(如2500)计算所需磁芯的最小Ae.见下式
通过改变次级匝数(Ns)可使Bm在所需范围内，也可直接改变初级匝数(Np)。对于专门磁芯增加次级匝数将降低Bm，反过来减少次级匝数将增大Bm。
交流磁密BAC的应用可依据厂商提供的磁芯损耗曲线。它给出磁通的交流成分而不是峰峰值。这对不连续变压器设计可很方便由下式算出
下一步是计算所需气隙。这意味着先要计算无隙磁芯的相对导磁率μr，它可由磁芯参数Ae(有效截面积cm2)，Le(有效磁路长度cm2)，AL(电感系数nH/匝2)计算出
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