GSM功率放大器的电源设计

现代的便携式设备通常采用电池供电，电池电压可能高于或低于开关转换器输出电压。例如, 正常使用时锂离子电池端电压在2.7～4.2V变化,而采用锂电池时，设计人员通常需要从2.7～4.2V产生+3.3V的主电源电压在设计+3.8V的GSM电话功率放大器电源时也面临同样问题。类似于单节锂电池的情况，采用3节串联镍氢电池产生+3.3V/+3.8V电源时同样遇到这样的问题，3节串联镍氢电池端电压变化范围从2.6～4.2V。当输入电压高于或低于转换器输出电压时，工程师只有少数几种调节技术可供选择。其中一个好的方案是采用SEPIC(Single-Ended Primary Inductance Converter,单端初级电感转换器），因为SEPIC转换器在整个电池端电压变化范围内提供稳压输出，比线性稳压器或降压型开关转换延长了50%的使用时间。

本文讨论的功率电源设计采用单节锂电池或者3节镍氢电池，输入电压范围是2.6～4.2V，输出电压为+3.8V，平均负载电流为380mA，但是转换器必须保证能够提供2.6A的峰值电流。在关闭模式，输出必须与输入完全隔离以防止电池空耗。对于GSM电话来说，允许的元器件高度最高为4mm。图1所示电路完全达到了这些设计目标，输入电压范围从 2.5～5.5V，并且输出电流最高达到 500mA。

主要考虑输入电压最低时如何选择元器件，开关转换器在电池接近放电终止、电压达到最低点时必须保证可靠启动，因此正确选择转换器和MOSFET器件是设计的关键因素。图1中MAX669开关转换器允许将输出电压通过U1与输入电压相连接，以提高功率MOSFET的栅级驱动电压、降低导通阻抗，这种技术称为自举。如果移走电容C4，电感L2和二极管对U1，图1就成为MAX669标准的升压型转换器配置。将D1的阴极连接到MAX669的VCC引脚，使输出电压自举到输入端。自举电路配置下，电源上电启动时电池电压减去D1的电压降即是MAX669的供电电压。当转换器开始升压转换后输出电压将会升高，升高的电压将增强MOSFET的栅级驱动能力，降低导通阻抗，提高效率。因此，自举电路可使转换器在低压和重负载下可靠启动。不幸的是SEPIC电路中的电容C4（见图1），在电池输入和稳定输出之间导致效率损失。双二极管U1提供一个交替的通路，在电源启动时，U1允许电池给MAX669供电；而当转换器输出电压高于电池电压时，则由转换器输出供电给MAX669，同时增强MOSFET的栅级驱动。

MOSFET Si2302的典型的栅级门限为+1.5V，+2.2V的启动电压（最小的输入电压+2.5V减去0.3V二极管压降）可保证饱和驱动。转换器输出达到+3.8V时，栅级驱动电压为+3.5V，MOSFET的导通电阻将降低至典型值112mΩ(125℃)。

自举转换器输入不仅降低了MOSFET导通阻抗，同时也降低了功耗。MOSFET的反向电容（Crss)是导致转换损耗的因素之一，该电容限制了MOSFET的导通与断开时间，如果选择具有低反向电容(Crss)的MOSFET，可进一步降低MOSFET损耗。另外一个造成转换器损耗的因素是MOSFET的漏极电压偏移，图1中该电压较低(Vds=Vin+Vout+Vd =10Vmax.)。选择具有快速驱动MOSFET栅级能力的开关转换器同样可以降低转换损失。MAX669的2Ω驱动器可以高速驱动MOSFET栅级，进一步降低功耗。

可参考下列经验公式计算转换损耗:

P=2.5*Vds1.85*Ip*Crss*f

式中，Vds=8V, Crss=200pf当Si2302漏极电压较低时，f=500kHz。考虑到MAX669的高速MOSFET驱动能力，不需要在此公式中考虑上升斜率的影响。转换器输出电流为100mA时，通过T1的峰值电流为406mA，转换器损耗为4.75mW；转换器输出500mA电流时，损耗将达到19mW，T1的峰值电流为1.59A。

另一个导致功耗的原因来自MOSFET的栅级电荷，选择一个具有低栅级电荷的MOSFET有利于减少损耗。Si2302在500KHz时仅有5nC的栅级电荷，它将从电池额外吸取2.5mA的电流。假如电池电压为4V，功率消耗约为10mW。该损耗是恒定的，与转换器的输出电流无关。

图1电路的两个电感的等效串联内阻同样产生功耗。该电路使用的电感串联内阻典型值为71mΩ。因为串联内阻比较低，直流阻抗损耗可以忽略不计。500kHz的开关频率是产生功耗的另外一个因素，集肤效应导致直流阻抗增加10倍。幸运的是流过电感的电流交流成分相对于直流成分偏小。

减小铁氧体磁芯的磁通密度变化同样可降低损失，选择一个高自感应系数的电感，电流改变对磁通密度的影响较小。可以从零电感电流到1.3A的最大电感电流来近似估计磁通密度的变化量约350T（T表示磁通密度单位）。电感电流的交流成分变化±75mA，对应磁通密度变化±20mT。在此频率和磁通变化范围内，大多数铁氧体磁芯损失低于50mW/cm3。因为铁氧体体积只有0.1cm3，CDRH6D38磁芯损耗只有5mW，高输出电流情况下可以忽略不计。

该应用中可以选择几种不同的二极管，二极管最小额定参数为10V/0.6A，可承受1.5A的峰值电流。本电路采用ZHCS1000，一个SOT23封装的40V器件。具有低的雪崩电压值的器件压降较低，能够减少传导损耗。但是对于低压器件，较高反向电容会导致开关损耗增大。为获得较高的转换效率需慎重考虑电流范围。温度低于85℃时，二极管的反向电流产生的功耗可以忽略。随着温度升高，二极管导通压降减小，对于每个二极管都存在一个最佳温度点，在该温度下二极管反向电流和正向电压所产生的功耗最小。

耦合电容C4对电路的效率有一定影响。C4的电压等于输入电压，选择额定电压值为6.3V的电容较为合适。MAX669处于关断模式时，电流损耗仅6mA。

尽管图1输出电压较低，但是测量得到的效率曲线还是相当好的。图2是在不同输入电压（2.5V～5.5V)和负载电流 (100mA～600mA)下测出的效率曲线。输入电压为5.5V，输出电流380mA时效率峰值为85.9%。高输出电流时测量的结果精确符合标准SEPIC转换器效率公式；但是在低输出电流时则有5%（大约30mW）的误差。该公式忽略了以上描述的几种损耗：栅级充电损失10mW，铁氧体损失另外10mW，转换损耗5mW，MAX669自身损耗约2mW，因此存在5%的误差。高负载电流下，这些损耗可以忽略不计，但是在轻负载时就必须考虑它们的影响。与PWM模式不同，转换器的开关频率一般为500kHz，空闲模式下，转换器只有在需要时才输出脉冲。这种模式能极大的减小栅级电荷、转换器和铁氧体损耗。转换器处于关断模式时，电路只消耗5mA电流,不仅MAX669的关断电流极低,电容C4也可防止电池对负载放电。而标准的升压型电路在关断模式下，负载仍然通过电感和二极管与电池保持连接，从电池吸取电流。

最主要的转换器损耗来自于二极管D1。上面提到，一个具有低反向电压值的二极管同时具有较低的正向导通压降。使用MBRM120LT3二极管（20V反向电压值），略微降低正向压降，可将效率提高1.1%。尽管它的反向结电容大大高于ZHCS1000（300PF/180PF），但是降低的正向导通压降足以补偿所增加的结电容损耗。为了进一步减小二极管损耗，还可以在D1两端放置一个同步P沟道晶体管，有效的旁路D1来减少正向压降的损耗。因为通过L1和L2的电流是不平衡的，减小L2和增加L1电感值将使总的损耗降低。将两个电感绕在同一个磁芯上能够减少电感损耗。

如果输入电压保证大于+2.7V，简单的去掉U1和C2，由电池直接供电给MAX669。但是考虑到镍氢电池的低电压范围，该电路最好加上这些元器件。选择大功率MOSFET可以减少高输出电流损耗，但是这样做会导致在低输出电流下开关损耗增大、效率降低。

MAX669转换器依靠电流检测电阻R1来设置电感L1的峰值电流值，电流检测电阻防止L1达到饱和电流限制值，使电感不会产生额外的高电流损耗。必须保证R1是无感性电阻器件，同时，如果在储能电容C7提供大的瞬间电流后，转换器工作时R1可限制其最大输出电流。较高的电流限制门限能导致快速输出响应，但会影响效率。给GSM功率放大器供电时，平均电流为380mA，但是每隔4.6ms要求提供一个577ms、电流峰值达到2.63A的脉冲电流，这个峰值电流由储能电容C7提供。如果要求在577ms内输出电压降低380mV，则需要大约4000mF的海量电容。更低要求的应用可以采用小的输出电容。如果电容的ESR较低时，选用22mF电容能够保证输出电流500mA时,纹波电压低于50mV。工作频率较高时,这些电容必须并联使用。C6采用X7R材料制作的6.8mF陶瓷电容，可以降低总的等效ESR值。

为了减少元器件种类，L1和L2使用同样的Sumida电感，电感尺寸为6.7mm×6.7mm，高度为4mm。通常开关转换器具有高精度的电流限制，电感的额定电流值一般不需要远大于峰值电流，这样可以减小电感尺寸。使用不同材料的电容来减小尺寸，但要保证满足参数要求。例如,电容C4采用X7R材料制作，如果采用X5R材料来制作尺寸会减小，但是制造商只保证其最高工作温度为+85℃，而X7R电容的额定温度为+125℃。

开关频率为500kHz，线路板布局必须采用高频设计。首先布线高电流回路，采用宽的铜线以减小寄生电感和电阻值。电容C1和C2必须紧靠MAX669的引脚1和引脚9安装。必须预留足够的铜板面积保证承受T1的功率耗散。同时使用足够的铜板面积保证D1的结温不超过+125℃。高温将导致二极管的正向压降增大、损失增大。■(范立青编译)