技术分享：一款低压大电流开关电源的电路设计

引言

为了以更低的功耗获得更高的速度和更佳的性能，要求电源电压越来越低，瞬态性能指标越来越高，因此对开关电源提出了越来越高的要求。用原有的电路拓扑及整流方式已不能满足现在的要求，为了适应IC芯片发展的需要，人们开始研究新的电路拓扑。因为输出电压很低，所以，同步整流自然成为这种低压大电流电源的必然选择，考滤到产品的复杂程度及产品可靠性，同步整流一般选择自驱动同步整流，能与自驱动同步整流电路较好结合的拓扑大致有三种：有源箝位正激变换器；互补控制半桥变换器；两级结构变换器。与两级结构变换器相比，有源箝位变换器和互补控制半桥变换器所用器件少，更具有吸引力。这两种变换器拓扑容易实现软开关，工作频率可以更高；变压器的磁芯可以双向磁化，磁芯的利用率高。针对一次整流电源输出的-48V(36~72V)电压，输入电压在较大(36~72V)的范围内变化时，互补控制的半桥电路副边所得到的驱动电压变化范围太大，已不能适用来驱动MOSFET管。因此，有源箝位自驱动同步整流正激变换器是低压大电流开关电源必然选择的电路拓扑。

有源箝位同步整流正激变换器的拓扑分析

图1　有源箝位同步整流正激式电路图

图2　有源箝位同步整流正激变换器的主要参量波形

有源箝位同步整流正激变换器的电路拓扑如图1所示，DC-DC有源箝位ZVS-PWM正激变换器在稳态运行时，一个开关周期內的主要参量波形如图2。一个开关周期内大致可分为四个运行模式，即：

模式1(t0

在主开关S1开通前，箝位电容上的电压为Vc1=DVin/(1-D)(极性为下正上负)。这一阶段，箝位开关S2关断，箝位电容电流ic1=0。 S1导通后，S1开关管的漏极电位VD=0，变压器磁芯正向激磁，激磁电流im由第三象限的-Im向第一象限+Im过渡，iL1=im+Io/N,N为变压器原副边绕组匝数比N1/N2。变压器原边绕组电压VP=VS，能量由输入电源Vin经过变压器传送到负载。

模式2(t1

S1断开，S2仍关断。磁场能量对S1输出电容Cs充电。ip由Io/N降到零，iL1=im+ip,im≈Im;ic10。VD由0上升到 Vin+Vc1， Cs电压达到Vin+Vc1，S1上的电压被箝位在这一水平；变压器原边绕组电压VP从Vin变化到Vin–VD=-Vc1。Vc1=DVin/(1- D)保持不变。模式3(t2

主开关S1关断，S2开通前，由于VD为正，箝位开关S2随之可以ZVS开通，箝位电路运行。箝位电容电压Vc1=DVin/(1-D)，由于变压器磁场能量对箝位电容储能的交换过程，使该电压有变化，Vc1=Vc1+ΔV，ΔV表示充放电过程中箝位电容电压纹波，主开关电压箝定在Vc1+Vin水平。箝位电容电流-ic1=im=iL1;ip=0,im由第一象限的+Im向第三象限-Im过渡，也即磁通复位过程。

模式4(t3

S1，S2关断，磁场能量使S1结电容放电， VD由Vin+Vc1下降到零，创造了S1的ZVS条件。箝位电路断开，ic1→0。iL1=im=-Im，ip=0。变压器原边绕组电压Vp则从-Vc1变化到Vin。Vc1=DVin/(1-D)保持不变。

S1导通时间为DTs，变压器原边绕组承受电压为Vin；S1关断时间为(1-D)Ts，变压器原边绕组承受电压为-Vc1。由伏秒平衡关系可得：DTsVin=(1-D)Vc1，即Vc1=DVin/(1-D)。

有源箝位正激变换器变压器磁芯工作在双向对称磁化状态，提高了磁芯的利用率，箝位电容的稳态电压随开关占空比而自动调节，因而占空比可大于0.5;Vo一定时，主开关管ֻ辅助开关应力随Vin的变化不大；所以，在占空比和开关应力允许的范围内，能够适应输入电压较大变化范围的情况。不足之处是增加了一个管子，使得电路变得复杂。

电路参数的设计与计算公式

主电路拓扑如图1 所示，它的箝位电容电压为：Vc1=DVin/(1-D)，箝位电容的耐压要大于此值，容量只要足够大即可保证电路的正常工作，在制作中，选用的箝位电容容量为47μF。控制芯片选用UC3823N实现PWM控制，控制芯片检测开关电流加上斜波信号(由PWM输出信号14脚生产)送至芯片的电流端(7 脚)；电压信号经取样电阻分压和误差放大器补偿产生一输出信号(3脚)，此信号与7脚信号比较后产生输出占空比信号PWM，再由脉冲变压器隔离和原边驱动器UC1707产生两列互补驱动且死区可调的脉冲驱动变换器的主管S1和箝位管S2。合适的参数设计，尤其是电压补偿器及斜波补偿的选择将使系统稳定可靠地工作。

经理论分析及实践，在设计有源箝位同步整流正激变换器时，需要计