运用自定时电压检测技术提高LCD电视电源效率
在力求缩小LCD电视体积趋势的推动下，谐振电源转换器的优点越来越受到电视电源工程师的关注，因为它们能支援电源半导体元件，使其运作在非常高的开关频率，因而有助于电源变压器和滤波电容的小型化。本文将讨论如何利用基于ZXGD3101同步控制器的自定时电压检测同步MOSFET控制原理，协助LCD电视等消费电子产品设计实现高电源转换效率。
透过对MOSFET的初级侧实施零电压开关（ZVS）可以实现上述要求，因为ZVS大幅降低了开关损耗。 开关损耗越低、效率越高、MOSFET的热管理越简单。然而，电源输出二极管的低效率严重阻碍了设备体积的进一步微型化。
在大屏幕电视中，要求在谐振电源内使用表面黏着MOSFET取代带散热器的输出二极管。不过，由于时序复杂性、成本和现有同步整流器解决方案欠佳的表现，迄今为止，采用这一替代方案的数量非常有限。
本文将揭示自定时电压检测同步MOSFET控制方案如何提升电源转换效率。
谐振转换器的优点
谐振转换器内的半导体开关具有软开关特性，它独立于负载并降低了峰值电流，因而有可能缩小电源变压器和散热器的体积。减少的电磁干扰（EMI）则是另一个优点。
传统的硬开关转换器往往更容易受寄生电容和漏电感的影响。这种影响表现为高频振铃、大电流尖峰和开关损耗，以及不期望的电磁干扰。
如果用在LCD电视内，由于液晶面板、电源和音效卡都紧邻彼此，所以电磁干扰污染会严重影响影像和声音品质。具有ZVS特性的谐振转换器则不会产生此类电磁干扰。
在不同谐振拓扑中，对前端DC汇流排转换来说，LLC谐振转换器一直是最有吸引力的拓扑结构。图1即为该设计原理。
图1.带中心抽头次级绕组的谐振LLC转换器
使用电容与整合磁性变压器的磁感和漏感相结合的方法，在软开关部份建构了一个复杂的带降压升压（buck boost）转换特性的谐振槽。 LLC谐振转换器透过调节互补初级开关的开关频率来调整输入电压和输出负载。
由于LCD电视电源需遵守IEC61000-3-2标准，所以在主输入桥式整流器后采用了主动功率因子校正（PFC）升压预调节器。PFC调节器将为谐振转换器的输入提供稳压后的390V，在正常工作时，其幅值变化不大。
在标称直流输入电压下，可使谐振转换器工作在接近串联的谐振槽频率fr的频率对其实施最佳化，其中，fr= 1/（2π）（LlkCres）0.5）。
因此，可借助相对窄的开关频率变化，针对宽泛的负载变化对输出电压进行调节。在负载很轻和无载条件下，谐振转换器或是工作在最高频或是进入跨周（pulse-skipping）模式，以降低功耗。
如何降低功率损耗
至关重要的是，因为即使高性能的萧特基二极管在流过大电流时都会产生较高的正向电压，所以谐振转换器的输出整流器是导通损耗的一个重要来源。因此，次级侧同步整流是公认的改善传统二极管整流效率的有效方法。有两种控制方法可用。
第一种方法是透过同步其闸极驱动讯号与初级侧MOSFET的闸极驱动来驱动同步MOSFET。采用高频变压器将初级侧MOSFET的闸极驱动讯号传输到电源变压器的次级侧。但对工作在宽负载范围的LLC谐振转换器来说，这种方法难以产生最佳化的次级侧闸极驱动讯号。
在中载和轻载条件下，图1中，由于谐振槽电压和电流的相移，无法使用初级侧的讯号驱动输出同步整流器S1和S2。在轻载条件下，转换器工作在谐振频率fr以上的区域，输出整流器电流变得不连续，且在谐振槽的电压和电流间存在相差。
这一时序上的不匹配，导致输出电容在不连续的整流器电流间歇期放电。由输出电容放电导致的输出和电源变压器之间的无功（reactive power）能流是使转换效率低下的原因。因此，该控制方案仅限于用在为负载变化不大的应用设计谐振转换器。
第二个控制方法是采用取自变压器次级侧的讯号驱动同步MOSFET。感测同步MOSFET电流的方法之一是借助一个电流检测变压器加上一个分离比较器。然后利用比较器的输出讯号再透过缓冲电晶体来驱动次级侧MOSFET。
虽然可根据其目前电流状态开/关MOSFET，这种方法仍受限于很高的电路复杂性和比较器的时序延迟。最近，IC设计进步使同步整流出现了从传统的基于电流变压器的检测方法向无损耗漏极电压感知技术（如下图2所示）转移的迹象。
图2.带类比闸极驱动、用于谐振转换器漏极电压感测的同步控制器
除了将MOSFET次级侧的无功电流损耗降至最低外，这种新技术还进一步提高了转换效率，同时也由于不再需要电流检测变压器，加上拿掉了快速回应比较器，因而降低了系统成本。
在力求缩小LCD电视体积趋势的推动下，谐振电源转换器的优点越来越受到电视电源工程师的关注，因为它们能支援电源半导体元件，使其运作在非常高的开关频率，因而有助于电源变压器和滤波电容的小型化。本文将讨论如何利用基于ZXGD3101同步控制器的自定时电压检测同步MOSFET控制原理，协助LCD电视等消费电子产品设计实现高电源转换效率。
透过对MOSFET的初级侧实施零电压开关（ZVS）可以实现上述要求，因为ZVS大幅降低了开关损耗。 开关损耗越低、效率越高、MOSFET的热管理越简单。然而，电源输出二极管的低效率严重阻碍了设备体积的进一步微型化。
在大屏幕电视中，要求在谐振电源内使用表面黏着MOSFET取代带散热器的输出二极管。不过，由于时序复杂性、成本和现有同步整流器解决方案欠佳的表现，迄今为止，采用这一替代方案的数量非常有限。
本文将揭示自定时电压检测同步MOSFET控制方案如何提升电源转换效率。
谐振转换器的优点
谐振转换器内的半导体开关具有软开关特性，它独立于负载并降低了峰值电流，因而有可能缩小电源变压器和散热器的体积。减少的电磁干扰（EMI）则是另一个优点。
传统的硬开关转换器往往更容易受寄生电容和漏电感的影响。这种影响表现为高频振铃、大电流尖峰和开关损耗，以及不期望的电磁干扰。
如果用在LCD电视内，由于液晶面板、电源和音效卡都紧邻彼此，所以电磁干扰污染会严重影响影像和声音品质。具有ZVS特性的谐振转换器则不会产生此类电磁干扰。
在不同谐振拓扑中，对前端DC汇流排转换来说，LLC谐振转换器一直是最有吸引力的拓扑结构。图1即为该设计原理。
图1.带中心抽头次级绕组的谐振LLC转换器
使用电容与整合磁性变压器的磁感和漏感相结合的方法，在软开关部份建构了一个复杂的带降压升压（buck boost）转换特性的谐振槽。 LLC谐振转换器透过调节互补初级开关的开关频率来调整输入电压和输出负载。
由于LCD电视电源需遵守IEC61000-3-2标准，所以在主输入桥式整流器后采用了主动功率因子校正（PFC）升压预调节器。PFC调节器将为谐振转换器的输入提供稳压后的390V，在正常工作时，其幅值变化不大。
在标称直流输入电压下，可使谐振转换器工作在接近串联的谐振槽频率fr的频率对其实施最佳化，其中，fr= 1/（2π）（LlkCres）0.5）。
因此，可借助相对窄的开关频率变化，针对宽泛的负载变化对输出电压进行调节。在负载很轻和无载条件下，谐振转换器或是工作在最高频或是进入跨周（pulse-skipping）模式，以降低功耗。
如何降低功率损耗
至关重要的是，因为即使高性能的萧特基二极管在流过大电流时都会产生较高的正向电压，所以谐振转换器的输出整流器是导通损耗的一个重要来源。因此，次级侧同步整流是公认的改善传统二极管整流效率的有效方法。有两种控制方法可用。
第一种方法是透过同步其闸极驱动讯号与初级侧MOSFET的闸极驱动来驱动同步MOSFET。采用高频变压器将初级侧MOSFET的闸极驱动讯号传输到电源变压器的次级侧。但对工作在宽负载范围的LLC谐振转换器来说，这种方法难以产生最佳化的次级侧闸极驱动讯号。
在中载和轻载条件下，图1中，由于谐振槽电压和电流的相移，无法使用初级侧的讯号驱动输出同步整流器S1和S2。在轻载条件下，转换器工作在谐振频率fr以上的区域，输出整流器电流变得不连续，且在谐振槽的电压和电流间存在相差。
这一时序上的不匹配，导致输出电容在不连续的整流器电流间歇期放电。由输出电容放电导致的输出和电源变压器之间的无功（reactive power）能流是使转换效率低下的原因。因此，该控制方案仅限于用在为负载变化不大的应用设计谐振转换器。
第二个控制方法是采用取自变压器次级侧的讯号驱动同步MOSFET。感测同步MOSFET电流的方法之一是借助一个电流检测变压器加上一个分离比较器。然后利用比较器的输出讯号再透过缓冲电晶体来驱动次级侧MOSFET。
虽然可根据其目前电流状态开/关MOSFET，这种方法仍受限于很高的电路复杂性和比较器的时序延迟。最近，IC设计进步使同步整流出现了从传统的基于电流变压器的检测方法向无损耗漏极电压感知技术（如下图2所示）转移的迹象。
图2.带类比闸极驱动、用于谐振转换器漏极电压感测的同步控制器
除了将MOSFET次级侧的无功电流损耗降至最低外，这种新技术还进一步提高了转换效率，同时也由于不再需要电流检测变压器，加上拿掉了快速回应比较器，因而降低了系统成本。
ZXGD3101是一款在MOSFET闸极驱动器内整合了高速比较器的同步控制器。它是专为电压检测方法设计，具有直接检知MOSFET漏/源极接脚间差分电压的高电压比较器。漏极电压水准与MOSFET的电流和导通阻抗相关。
当输出整流器上开始有电流流动时，MOSFET的体二极管导通初始电流。由于体二极管导通并开启MOSFET，控制器将检测到负的漏极电压。为获得同步整流器的最佳效率，应当在尽可能靠近零电流点的位置切断MOSFET、不使其进入反转导通状态。
可透过比较漏极电压与负的阈值电压（Vth）做到这点。当漏极电压是个比Vth更正的值时，MOSFET的闸极电压被拉低至1V，以确保元件被关闭。
更多的情况是，在整个MOSFET导通期间，传统的闸极驱动器扮演着彻底强化MOSFET的数位高电压的角色。但对谐振转换器而言，这是不必要的，因为满载整流器电流是正弦波，且损耗只是在漏极电流峰值（ISYN（pk））阶段才显得举足轻重。
事实上，采用类比闸极电压驱动MOSFET的效率更高，如图2所示，其中：闸极电压随漏极电压或电流幅值的变化而改变。
闸极电压随反向漏极电压的下降而逐渐降低，因而确保了MOSFET在电流过零点附近的迅速切断。换言之，可以更少的闸极电荷切断MOSFET，因而缩短了闸极电压的下降时间，并确保没有反向电流。
此外，比例式闸极驱动器根据MOSFET的电流幅值调节其输出电压，这样，在漏极电流接近零之前，该MOSFET的闸极一直在得到加强。这样，在MOSFET关闭后，就将体二极管的导通时间缩至最短。图3为同步MOSFET的工作波形。
在满载情况下，图3b显示，为获得低阻抗，在MOSFET的大电流期间压一直维持在10V左右。
图3.显示的是谐振转换器的闸极驱动器工作波形：（a）25%负载和（b）满载
当漏电流为低时，闸极电压逐渐降低、导致MOSFET的阻抗加大、因而设立起负的漏极电压。与数位电平闸极电压比，这确保了阻抗非常低的MOSFET将不会关闭，且仍将维持导通相当水准的电流。
让热设计更容易
在加大功率密度时，热管理成为一个关键设计因素，且它对产品品质和可靠性非常重要。对液晶电视来说，出于安全考量，电源被封装在特殊或完全密封的壳体内，此时，因系统散热基本上只依靠自然对流和辐射，所以，电源部份的有效散热就成为一个主要设计挑战。
典型的电视电源需要为音讯放大器提供+12V输出；为背光提供+24V输出；为微控制器和介面提供+5V输出。+12V输出轨的功率低于+24V输出轨的功率、并使用萧特基二极管，如图2所示。
一般来说，一个32英吋显示幕在最高亮度时，背光单元约需144W功率。 这相当于在24V输出轨的肖特基二极管上流过6A电流，并伴随需采用大体积散热器的导通损耗。 对于42英吋显示幕来说，背光功率提高到264W，电流为11A。
若电视电源采用40A额定电流/100V击穿电压的肖特基二极管作为输出整流器，其正向压降通常为425mV/3A@125℃结温。 那么，24V电源轨上每个输出二极管在6A满负载条件下的导通损耗约为1.275W。
假设PCB的温度是80℃，则采用1平方英吋铜焊接空间D2PAK封装二极管的结温将升高到120℃这一非理想值。
如果我们将满负载输出电流升高到点亮更大液晶显示幕所用CCFL或LED 背光单元所需的11A，则静态功耗就变为3.12W，若不采用大型散热器，就无法轻易地实现散热。
在满负载条件下，假设谐振槽可充分滤除掉输入电压的高次谐波，则在6A输出轨，每个MOSFET的均方根（RMS）漏极电流约为3.33A。
基于漏极电压感测的同步闸极驱动器方案仅在进行MOSFET体二极管正向电压检测时开启MOSFET。 因为初始的体二极管导通，闸极导通延迟时间降低了效率，这在高开关频率下是不能被忽视的。
在将体二极管和MOSFET通道损耗运算在内后，当一款rDS（on）@Tj=100°= 9mΩ的元件用在工作于80kHz的开关转换器时，该元件的导通损耗约为192mW 。 因同步MOSFET在零电流处开启和切断，所以损耗可忽略不计。
MOSFET现工作在92℃的可接受结温和80℃的PCB温度。 依此类推，对42英吋显示屏来说，在11A输出转换器中，相同MOSFET的导通损耗约为935mW。
对采用D2PAK表贴封装的MOSFET来说，仍然能可靠地工作在29.5℃的结温升状态。 因不再需穿孔散热器，所以可将组装工序从两个减为一个，也因此降低了生产成本。
本文小结
因为试图减少诸如电源变压器、滤波电容和散热元件等主要系统元件的实体尺寸并降低其成本而求助越来越高的开关频率的压力越来越大，电视机电源的设计就不再微不足道，对许多以前只使用肖特基二极管技术的设计师来说，有可能是个严峻挑战。
虽然同步整流被广泛认为是能提高效率、减少发热的一种方法，但在LLC谐振转换器内得到最佳的次级侧闸极驱动讯号仍然带来了莫大挑战。
该拓扑对传统的同步MOSFET控制技术并没太多帮助，它要求需采用许多分离元件的复杂的系统解决方案，且为使系统正常工作，所需的设计阶段也更长。 基于MOSFET控制的漏极电压检测可解决现有问题，另外，更可借力整合了高电压比较器和MOSFET驱动器的新一代积体电路。
设计师现在能够迅速且容易地克服以往这些障碍。 集最佳化的MOSFET加强和更快切断速度于一身的专用控制器晶片可被用来作为满足更苛刻效率要求的工具。 此外，得益于控制器的简单性和灵活性，在PCB设计时，只需不大的布局改变，就可将其纳入现有的电源设计。
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