基片集成波导X型缝隙结构 行波圆极化天线及阵列

1 引言

圆极化天线在移动通信和卫星通信中得到广泛应用。由于圆极化天线辐射的电磁波在传播方向上其电矢量的端点轨迹是圆，故在接收时接收天线的方位角改变不会影响到接收质量。在卫星通信中，利用圆极化天线发射电磁波可以使得地面接收站以任何姿态或角度接收，而不需要像线极化天线那样进行极化方位角度的对准，便于移动中的卫星地面通信。

2 辐射单元结构与设计理论

在波导顶面有许多圆极化的辐射单元，天然的圆极化单元大致有两种：小圆孔和X型缝隙。一般在实际应用时，X型缝隙的辐射效率较高，所以得到广泛的应用^[3]，波导上X型缝隙的结构如图1所示：

图1 波导顶面的X型缝隙圆极化辐射单元

以图1为坐标系约定，设波导的TE₁₀模式在波导顶面的磁场为：

(1)

(2)

其中A₁₀是一个幅度常数，a是波导宽度，，，H_x是X方向上的磁场，H_z是Z方向上的磁场。在z=0处，令|H_x|=|H_z|，可以得到：

(3)

由于当H_x与H_z幅度相等时，它们的相位关系是正交的（式(1)中的j因子），故在图1中标示出的波导顶面的圆极化辐射点其H_x与H_z合成的场矢量端线是左旋或右旋极化的。由于表面电流，所以表面电流是左旋或右旋的。在对应波导上的点开启一个小圆孔就可以实现圆极化的辐射。在实际运用中，为了增加辐射效率，一般将小圆洞替换成为两个相互交叉的缝隙如图1所示。其中q角和参数x经过适当调整可以使得一定的角度范围内，实现近似于圆极化的辐射。当辐射单元工作在行波模式时，从一个端口来的TE₁₀波在顶面上的极化方式是左旋极化。将行波方向改变，从另一个端口馈送TE₁₀波就会实现右旋极化。

这样就可以实现极化分集或收发共用一幅天线。由于SIW与波导结构的等效性，SIW天线缝隙参数可以用于其对应的等效波导结构代替，这样SIW天线可以归结为等效波导天线的设计^[4]。等效辐射单元的HFSS模型如图2所示。图中，等效波导被埋在一个2λ₀×2λ₀的金属块内，四周和上方λ₀处为辐射边界条件。由于在SIW两边需要钻孔，从而缝隙的边缘不能到达等效波导的最边上，参数t=0.1875mm保证了缝隙不超过SIW两边钻孔的边界，缝隙超过边界的部分都被导体盖住，如图2中的缝隙。在16GHz，使用介电常数ε_r=2.2的Rogers 5880介质作为等效波导的材料，介质的厚度为h=1.5748mm，等效波导的宽度a=8.75mm，等效波导上层金属厚度为0.02mm，与PCB板材敷铜层厚度一致。

图2 等效波导X型缝隙的模型

图3 法向轴比，S₂₁幅度与缝隙长度之间的关系

按照式(3)的对应关系，可以计算出图2中参数x的值（x=2.129mm）。由于等效波导内的激励模式为行波TE₁₀模，所以X型缝隙工作在非谐振状态，其辐射效率基本上与缝隙的长度成正比。参数q可以用来校正微小的轴比恶化。当选定参数q=45°，w=0.3 mm，l=3.5mm~7mm时，经过仿真可以得到S₂₁参数和法线方向的轴比如图3所示。图中可以看出随着缝隙长度的增加辐射效率是增加的，S₂₁幅度是缝隙长度的减函数。但是法向轴比随着缝隙长度的增加而增加，这主要是由于在前面圆极化辐射理论的假想是一个小圆洞或小的X型缝隙辐射，在指定点上的顶面磁场是圆极化的。

随着X型缝隙尺寸的增加，上述辐射理论就会有所偏差，因而轴比也随之恶化。但是在仿真中发现，随着缝隙长度的进一步增加（l=6.0mm~7 mm）法向方向的轴比会变得更好，这是因为模型中t的设置挡住了X型缝隙的上半部分，从而使得X型缝隙上半节变短，对轴比有了一定程度的改善。由于SIW是介质填充的减高波导，该辐射单元的辐射效率较低，在缝隙最大的地方S₂₁的幅度为0.87，对应大约25%的能量被辐射出去，在组成行波阵列的时候需要比较多的单元才能达到较高的效率。该单元的反射系数随着缝隙的增加而略有恶化，不过均在-25dB以下，基本上可以做到忽略不计。

3 阵列天线的仿真与实验结果

对于X型缝隙的线性阵列，虽然单个单元反射系数很小，但是由于辐射单元之间有空间互耦会恶化整个天线阵列的反射系数。为了消除互耦，在设计阵列时对主瓣波束稍作倾斜，使其稍微偏离法线方向，这样各个阵列单元因空间中互耦而叠加到波导管内的反向行波可以在输入端相互抵消，从而改善天线的驻波性能。由于主瓣的方位不在法线方向，故X型缝隙的夹角q要稍作调整来适应在指定方向的最低轴比，对于缝隙的宽度w也可以适当加大来得到更高的辐射效率，这样，设计的阵列仿真模型如图4所示（阵列共22个单元）。

图4 圆极化22单元阵列模型及参数

图中参数p用来控制主瓣倾斜角度。由于线阵列接地面不是无限大，所以边缘的效应必须考虑。参数e是等效波导与PCB边缘之间的距离。在16GHz频点上，经过优化可以得到参数q=42.2°，w=1mm，x=2.2 mm，l=7mm，p=11mm，e=7.3125mm，等效波导宽度a=8.75mm对应着SIW宽度为9.375mm（16GHz时的半个自由空间波长），PCB通孔直径为0.8mm，间隔为1.2mm，t =0.1875mm，基片的介质厚度为1.5748mm。波束倾斜角度约为25°偏离天线法向方向。在16GHz频点上的方向图和轴比的结果如图5所示。在主瓣方向的轴比为1.58dB，天线由22个相同的单元构成，增益为16.9dB。旁瓣电平小于-15dB。轴比在主瓣的附近位置均低于2dB，在3dB轴比限制下的角度范围大约为76°，是一个圆极化角度较宽的天线阵列。

图5 天线16GHz频点时的方向图和轴比仿真结果

图6是X型缝隙22单元线阵列圆极化天线的S参数仿真结果。从图中可以看出，S₁₁和S₂₁在15GHz~ 17GHz频带内都很小，所以绝大多数能量被辐射出去。

图6 天线S参数仿真结果

为了验证该22单元圆极化天线的正确性，利用标准的PCB制造工艺，在厚度为1.5748mm的Rogers 5880介质基片上（ε_r= 2.2，tanδ=0.0009）制作了该天线的实物，PCB大小为277mm×23.5mm，图7是制作好的天线的实物照片。图8是天线的S参数测量结果。由于同轴和SIW的转接器会带来一定的反射，所以测量的S₁₁与仿真结果相比要差一点，S₂₁与仿真结果相近。由于S₁₁的恶化和SIW的各种损耗要大于等效波导，因此S₂₁的值比仿真结果要低2dB~3dB左右。

图7 天线实物照片

图8 天线S参数测试结果

图9是22单元圆极化天线方向图的测试结果。从图中可以看出天线的旁瓣电平在15GHz、16GHz、17GHz均低于-10dB。由于该阵列是行波式阵列，故主瓣会随着频率的变化而摇头。在17 GHz频点上，主瓣方向偏离阵列法线方向8.7°，在16GHz上偏离法向22.1°，15GHz时为37.1°。图10显示的是主瓣偏离天线法向角度与频率的关系。15.2GHz~16.8GHz的主瓣方向轴比均低于3dB。该天线的主瓣方向随频率的变化较多，同时在主瓣方向的轴比基本保持不变，可以实现频率扫描。天线增益经过实测，在15.4GHz~16.6GHz范围内增益波动小于3dB，在16GHz频段上的增益约为16dB。

图9 方向图测试结果

图10 天线主瓣方向轴比与频率关系

5 结论

本文利用SIW技术设计制作了一种行波式圆极化天线。通过测量可以看出这种圆极化天线的工作频率较宽（15.2~16.8 GHz，10%带宽），主瓣方向的轴比随频率的变化不明显，同时在一定的频率范围内，该天线的主瓣具有较大的扫描角度（30°）。该天线的2个端口对应着不同的圆极化方向以及不同的主波束指向，可以作极化分集，具有比较高的使用价值。同时其制造成本也较低，适用于大规模生产。