高频串联逆变器谐振极电容缓冲电路的研究

摘要：探讨了一种适合MHz级高频逆变器的无损谐振极电容缓冲器。详细分析了逆变器的换流过程，研究了不同谐振极电容值对器件关断损耗和总体损耗的影响，给出了设计方法。仿真和实验波形证明了理论分析的正确性。

关键词：高频逆变器；电容缓冲电路；换流过程；无损

1 引言

随着快速开关器件(如功率MOSFET)的出现，使高频感应加热电源的实现成为可能。串联谐振逆变器是实现高频感应加热电源最常见的拓扑结构。然而,若使其工作在频率高于1MHz的情况下，为更好地限制di/dt和du/dt，减少器件的开关损耗，需对逆变器的缓冲电路提出更高的要求。

常规的缓冲器，如RCD缓冲电路，采用电阻来放电，随着开关频率的提高，消耗在缓冲器上的能量也随之增加，大大降低了整个逆变系统的效率。而在MOSFET漏源间直接并联一个无损缓冲电容可以有效地降低开关器件的关断损耗，将常规缓冲器中电阻消耗的能量反馈给负载或电源，更适合用于高频逆变器场合。文献[1][4]已在这方面进行了理论分析和推导。在此基础上，本文对在频率高达MHz级情况下含有谐振极电容缓冲器的串联谐振逆变器特性和参数设计作了进一步探讨，并进行了仿真和实验验证。

2 含有谐振极电容缓冲器的逆变器换流过程分析

图1为简化的含有谐振极电容缓冲器的串联谐振逆变器主拓扑电路。在四个桥臂上的开关器件MOSFET漏源两端分别并联了一个无损电容器，其中C₁=C₂=C₃=C₄=C。在感性负载条件下,开关频率f应略高于谐振频率f_r，输出电流i_o的相位滞后于输出电压U_o。具体工作过程如图2所示。

图1 简化的含有谐振极电容缓冲器的串联逆变器主拓扑电路

(a) 换向前 (b) 换向中

(c)换向后 (d)负载电流改变方向后

图2 含有谐振极电容的串联谐振逆变器的换流过程

状态0 换向前，S₁及S₄导通，负载电流方向为i_o>0；此时电容C₁及C₄上的电压为零。C₂及C₃上的电压为U_dc，如图4(a)所示。

状态1 S₁及S₄关断，开始换向，负载电流以i_o/2向C₁及C₄充电，通过C₂及C₃放电，如图4(b)所示。

状态2 在换向过程中，待C₁及C₄上的电压达到U_dc，C₂及C₃上的电压下降为零，而负载电流仍未过零，则会通过内部反并联二极管D₂及D₃续流，如图4(c)所示。

状态3 负载电流i_o过零后，S₂及S₃导通，如图4(d)所示。

上述为上半个周期工作过程，下半个周期工作过程与上半个周期相似，在此从略。

3 谐振极电容缓冲器的设计方法

对含有谐振极电容的串联谐振逆变器，在工作过程中，如果缓冲电容尚未放电结束就触通同桥臂的MOSFET器件(非零压开通)，电容放电电流将直接流入开关管，不仅会造成巨大的开通损耗，而且开关管也易因过流而损坏。当f_s>1MHz时，更增加了非零压开通的危险性。

设计中，关键是如何确定电容C和关断角β₀的数值。一个较大的C值，会减少关断损耗，但同时会使通态损耗增加；β₀越小，功率因数就越高，但过小的β₀又将引起开关管的非零电压开通。所以，在选择C和β₀时，需在保证零电压开通的前提下，取得尽可能小的关断损耗。以下分析中均假定负载的品质因数很高，且负载电流为正弦波。

串联谐振逆变器的输出电流i_o和开关管漏源极间电压u_DS波形如图3所示。假定i_o在ω t=0时刻改变方向，i_o的幅值为I_o，则i_o可表示为

i_o=I_osinωt （1）

图3 串联谐振逆变器输出电流和开关电压波形图

在t=－t_off时刻，关断S₁及S₄；t=－t_on时刻，反向二极管D₂及D₃开始导通。在(－t_offt－t_on)这段换向期间，C₁及C₄用负载电流i_o的1/2进行充电，如图2(b)。开关管S₁及S₄的开关电压u_DS可表示为

u_DS=(cosωt－cosβ₀) （2）

为保证零电压开通，u_DS必须在t=0之前达到U_dc。图3中，ωt=－ξ时，u_DS上升到U_dc。代入式（2）得

cosβ₀=cosξ－ （3）

式（3）中C，β₀，ω，ξ均未知，确定它们的数值非常困难，以下我们先讨论如何选择C值。

在MOSFET可靠关断，u_DS上升到U_dc的瞬间，负载电流i_o恰巧下降到零(ω t=0)。设此时C=C_n，则近似有

C_n= （4）