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WiMAX系统中导频和信道估计

作者:时间:2007-10-28来源:网络收藏
是以IEEE 802.16系列标准为基础的宽带无线接入技术,支持固定、游牧、便携和全移动4种应用场景。近年来,宽带无线技术发展迅猛,逐渐成为无线通信业界关注的焦点。IEEE 802.16标准主要包括固定宽带无线接入空中接口标准802.16d和移动宽带无线接入空中接口标准802.16e。其中,802.16e凭借其移动性的支持,高速数据业务的提供和较低的成本,被业界视为能与3G相抗衡的下一代无线宽带技术。由于正交频分多址接入(OFDMA)技术具有抗多径衰落能力强,频谱利用率高等特点,802.16e和802.16d的物理层核心技术都采用了OFDMA[1-2]。

信道是OFDMA应用研究的关键技术,其准确程度极大地影响着性能,尤其是结合多输入多输出(MIMO)高阶调制时。到目前为止,针对单输入单输出(SISO)-OFDM的信道方法甚多,有基于最小平方(LS)的频域信道,有基于傅立叶变换(FFT)的信道估计,有基于LS准则和最小均方误差(MMSE)准则的时域信道估计,有盲信道估计等。这些方法各有利弊,在不同系统中的性能差异较大。

OFDMA系统中,上下行链路工作原理差别很大,下行链路是一个广播信道,可遵循正交频分复用(OFDM)系统中信道估计方法的思想,而对于上行链路,各用户与基站的通信是随机的,每个用户对应自己的多径衰落信道,信道估计需分别进行。当OFDMA系统结合MIMO技术时,接收信号是多根发射天线的信号叠加,不同天线之间的信号存在干扰,信道估计的准确程度极大地影响着系统性能,因此MIMO系统中对信道估计的准确程度比一般SISO系统要求更高。另外,802.16d和802.16e标准对上下行链路定义了不同的子信道分配方案,以适应不同的情形。在各种分配方案中,导频开销和导频图案有所不同,因此所采用的信道估计方法也不同。综上所述,研究-MIMO-OFDMA系统中,不同导频模式下的信道估计极具意义。

1 WiMAX-MIMO-OFDMA系统模型

WiMAX-MIMO-OFDMA系统的发射接收流程与OFDMA子信道分配方法、MIMO技术及其编码矩阵等有关,其框架结构较多,具体见文献[1]。发射端大概包括编码、交织、调制、子信道化、MIMO编码、插导频、快速傅里叶反变换(IFFT)操作、滤波、数模(DA)变换、无线射频(RF)调制等流程,其先后顺序在不同情况下有所变化。接收端与发射端互为逆过程。

OFDMA子信道分配分为完全使用子信道(FUSC)和部分使用子信道(PUSC)。FUSC是先选择导频子载波,再将剩下的子载波分成子信道进行数据传输;而PUSC是先把可用子载波分成子信道,再在每个子信道中选择导频子载波。

MIMO技术主要包括发射分集和空间复用[3]。WiMAX系统中支持的有空时分组码(STBC),空频分组码(SFBC),跳频分集码(FHDC),垂直分层空时码(V-BLAST)和水平分层空时码(H-BLAST)[1]。下行链路中支持2根、3根和4根发射天线,上行链路中仅支持2根发射天线[1]。对于不同发射天线数,有A、B、C这3种编码矩阵[1-2]。

WiMAX系统中的子载波分为3种:数据子载波,用于传输数据;导频子载波,用于各种估计或同步;空子载波,包括保护子载波和直流(DC)子载波,不用于传输[4]。

802.16e的目标是能够向下兼容802.16d,其物理层实现与802.16d基本一致,主要差别在于对OFDMA进行了扩展。802.16d中,仅规定了2 048点OFDMA。而802.16e中,可以支持2 048点、1 024点、512点和128点,以适应不同地理区域从20 MHz到1.25 MHz的信道带宽差异。本文的信道估计是针对802.16e标准进行研究的,其同样适用于802.16d。

2 WiMAX-MIMO-OFDMA系统导频图案

OFDMA系统中下行(DL)子信道分配方法包括DL-PUSC、DL-FUSC、下行可选完全使用子信道(DL-OFUSC)、支持自适应调制编码(AMC)子信道的可选子信道分配等,上行(UL)子信道分配方法包括UL-PUSC、上行可选部分使用子信道(UL-OPUSC)、支持AMC子信道的可选子信道分配[1]。本文重点介绍其中5种。

2.1DL-PUSC

首先将可用子载波(数据子载波和导频子载波)分成基本簇,一个子信道包含两个基本簇,一个基本簇包含两个时间符号,占用每个符号中的14个子载波,如图1所示。

DL-PUSC是下行部分使用子信道,所有导频随着基本簇的划分被分成6个组,这6个组又分给不同的扇区,每个扇区调用其中的一个或多个组。DL-PUSC支持2根和4根发射天线,不同天线间的导频通过时域和频域区分,其变化周期为4个时间符号。

2.2DL-FUSC

DL-FUSC调用所有子信道,首先在可用子载波中指定导频子载波,然后将剩下的数据子载波分成子信道。导频子载波分为固定导频和可变导频,分别包含固定和可变的两个导频集。导频集中导频子载波数目和位置随子载波个数的不同而不同[1]。固定导频不随时间变化,可变导频根据奇符号和偶符号改变导频子载波,导频位置的计算如式(1)所示:

PilotLocation=VariableSet#x+6(SymbolNumbermod2) (1)

其中,x=0或1,SymbolNumber表示第m个符号,m 从0开始。

DL-FUSC支持2根或4根发射天线,其变化规则如下:

(1) 2根发射天线:在偶时间符号内,天线0使用VariableSet#0和ConstantSet#0,天线1使用VariableSet#1 和ConstantSet#1;在奇时间符号内,天线0使用VariableSet#1和ConstantSet#0,天线1使用VariableSet#0和ConstantSet#1。其中,可变导频子载波每2个符号变化一次,如式(2)所示:

PilotLocation=VariableSet#x+6floor( (SymbolNumber/2) mod 2) (2)

(2) 4 根发射天线:在偶时间符号内,天线0使用VariableSet#0和ConstantSet#0,天线1使用VariableSet#1 和ConstantSet#1,天线2使用VariableSet#0+1,天线3使用VariableSet#1+1;在奇时间符号内,天线0使用VariableSet#1,天线1使用VariableSet#0,天线2使用VariableSet#1+1和ConstantSet#0,天线3使用VariableSet#0+1和ConstantSet#1。其中,可变导频子载波的位置也是每两个符号变化一次。

2.3DL-OFUSC

这种分配方法调用所有的子信道,先分配导频载波,再将剩下的数据子载波分成子信道。导频子载波的分配方法是:每9个可用子载波为一组,分为若干子载波组,每组指定一个导频子载波,导频子载波的位置根据OFDMA符号的时间序号而改变。如果9个连续子载波的编号是0~8,则导频子载波的编号是3l+1,l=m mod3(m是OFDMA符号序号)。DL-OFUSC支持2根、3根或4根发射天线。

2.4UL-PUSC

和DL-PUSC 一样,首先将所有可用子载波分成“单元块”,每个单元块由3 个连续符号上的4 个连续子载波组成,导频子载波位于每个单元块的四角,如图2所示。子信道由6个不相邻单元块构成。UL-PUSC仅支持2根发射天线,其变化规则见图3。

2.5UL-OPUSC

该方法中每个子信道包含6个单元块,每个单元块由3个连续符号上的3个连续子载波构成,导频子载波指定为第二个子载波上的第二个符号。UL-OPUSC仅支持2根发射天线。

2.6五种导频模式分析比较

(1)分配导频数

DL-FUSC和DL-OFUSC属于下行导频模式,调用了所有的子信道,接收端可以得到全部导频信号;DL-PUSC属于下行使用子信道的导频模式,每个扇区调用其中的一个或多个组,接收端得到的导频多少和调用组的数目和型号有关;UL-PUSC和UL-OPUSC属于上行部分使用子信道的导频模式,一个用户分配其中的一个或多个子信道,接收端得到的导频多少与分配的子信道数目有关。

(2)导频开销

UL-PUSC>UL-OPUSC>DL-PUSC> DL-OFUSC>DL-FUSC。

(3)导频功率

DL-PUSC、DL-FUSC、DL-OFUSC 和UL-OPUSC这4种模式中,导频处功率比平均数据功率高2.5 dB;而UL-PUSC模式中,两者相等。

3 WiMAX-MIMO-OFDMA系统中的信道估计

目前的信道估计种类繁多,本文就3种典型的估计方法进行研究。仿真条件为:子载波个数是1 024,载频为3.5 GHz,信道模型采用6径的典型城市(TU)信道[5],循环前缀是64,发射接收天线分别为2和1,车速是50 km/h,采用1/2卷积编码加交织,其他不同条件下的信道估计仍可参考这些仿真图。

3.1时域LS信道估计

(1) 时域LS信道估计算法原理

时域LS信道估计器实际是一个解相关器,接收信号通过和伪逆矩阵相乘分离出信道特性。算法假设接收端知道每个径的具体延时,但不知道确切增益。

若一根发射天线的一个时间符号上有M个导频{a i(mk)}, k =0,1…M -1,i 表示第i 根发射天线,mk表示第k个导频所处的子载波,mk∈{0…N -1},N为子载波个数,那么接收到的导频信号,其矩阵形式如式(3)所示(为了简化,省略掉接收天线和时间序号):

其中,

代表第k个导频子载波上的接收信号;hi=[hi(0),hi (1)…hi (L -1)]?祝,hi (l)代表了第一径的复信道增益;hpi是加性高斯噪声向量;Tpi =diag[ai(mk)/k =0…M -1]是一个MpMp的对角矩阵,Wpi见式(4):

Wpi是ML的傅立叶变换矩阵,?子i, i =0…L -1是每径的时延,Tu是符号周期。

因为(Tpi )HTpi=dI,d为常数,I为单位阵,所以信道的时域冲激响应如式(5)所示:

hLS=((TpiWpi)HTpiWpi)-1(TpiWpi)HYpi

=1/d ((Wpi)HWpi)-1(TpiWpi)HYpi (5)

然后把时域冲激响应hLS转换到频域,就得到所需的信道频域响应。

(2) 时域LS信道估计仿真性能及分析

分配的导频数目对时域LS估计器影响较大,此估计器非常适合下行FUSC和下行可选FUSC模式;对于下行PUSC,如果只分配一个组时,一般不采用(子信道分配数目与组的型号有关);对于上行的导频模式,只有用户分配到的子信道数为两个以上时方可采用。另外,估计性能还与导频功率有关,在导频载波数相同的情况下,上行PUSC性能较差。图4是时域LS信道估计的均方误差(MSE)性能比较图。

3.2频域LS信道估计与插值

WiMAX-MIMO-OFDMA系统的导频模式是二维离散的,第k 个子载波的频域LS信道估计H(k )如式(6)所示:

其中Y(k )、H(k )、p(k )和W(k )分别表示第k个子载波的接收信号、信道频率响应、导频信号和高斯白噪声。

WiMAX系统中,定义了保护子载波,而且导频不是以2的n 次方等间隔插入,这样,公式(6)不能进一步化简,存在求逆计算,复杂度较高,目前的硬件条件难以实现。另外,此算法需要预先知道信道多径时延,这给信道估计也带来了一定不便。

对于频域LS信道估计,只能得到离散点的信道状态信息,要得到全部子载波的响应,必须进行插值。目前,线性插值(Linear),三次样条插值(Spline)和最近点插值(Nearest)是3种常见的方法。Linear插值相当于把相邻的数据点用直线连接进行插值;Spline插值是利用已知数据求出样条函数后,按照此函数插值,其曲线最光滑,但当数据分布不均匀时,结果不理想;Nearest插值是根据已知两点间的插值点和这两点间的位置远近来插值,实现最简单,但插值最粗糙。

由于插值结果与导频密度,导频功率和导频图案有关,并不是所有模式都适合使用,下面分别进行分析:

(1) 下行PUSC:此模式下的插值是以簇为单元,每根天线在簇中的每个时间符号上仅分配到一个导频载波,因此,只能采用Nearest插值。

(2) 下行FUSC:3种插值方法都可采用。但是下行FUSC的导频分布及不均匀,采用Spline插值时,性能较差,另外,Nearest插值性能较差。综上,建议选择Linear插值。

(3) 下行可选FUSC:3种插值都可采用。此模式的导频分布较均匀,高性噪比时,Spline性能甚至比Linear好。但低信噪比时,由于受噪声影响,Spline性能不如Linear。

(4) 上行PUSC:此模式下的插值是以块为单元,每根天线在块中每个时间符号上至多分配到一个导频载波,因此,只能采用Nearest插值。

(5) 上行可选PUSC:此模式可采用Linear插值和Nearest插值,其中,Linear性能较好。

另外,比较常见的还有滤波器插值(如维纳插值),但由于复杂度较高,不予说明。图5是频域LS信道估计与插值的MSE性能比较图。

3.3基于FFT的信道估计算法

基于FFT的信道估计只适合于导频以2的n (n 为非负整数)次方等间隔插入的情况。而WiMAX-MIMO-OFDMA系统中,不仅存在保护子载波,而且导频也非2的n 次方等间隔插入,因此要利用这一估计方法,必须做一些改进。下面是具体步骤:

采用频域LS算法得到导频处的信道频域响应;

对离散的信道状态信息插值,得到可用子载波处的信道频域响应;

构建频域连续性,即对保护子载波部分进行插值(鉴于复杂度问题,可采用Linear插值),得到N点的信道频域响应HLS;

将HLS(k )经过IFFT操作转换到时域:h1(n )=IFFT [HLS];

保留h1的前LCP点(循环前缀长度)和后Ltail点(根据当前信道类型和导频个数取值),中间置0,减小噪声影响:

将h2(k)经过FFT操作转换到频域,即得所需信道估计值:HFFT(k)=FFT[h 2(n )]。

这一方法仅适用于下行FUSC和下行可选FUSC,但考虑到下行FUSC的导频分布不均匀,插值性能不好,建议不采用。下行可选FUSC中的MSE性能如图6所示。

4 结束语

本文仿真比较了WiMAX-MIMO-OFDMA系统中的信道估计,得出了每种导频模式下的最优信道估计:

(1)下行PUSC:导频分配较多时,时域LS信道估计最优,否则采用频域LS估计和Nearest插值;

(2)下行FUSC:时域LS估计最优,其它方案性能较差;

(3)下行可选FUSC:时域LS估计最优,其次可选改进的FFT信道估计;

(4)上行 PUSC:用户分配到较多子信道时,时域LS信道估计最优,否则采用频域LS估计和Nearest插值;

(5)上行可选PUSC:用户分配到较多子信道时,时域LS估计最优,否则采用频域LS估计和Linear插值。另一方面,考虑到目前的硬件水平,时域LS估计较难实现,可采用次优的简单算法。

5 参考文献

[1]IEEEStd802.16e-2005. IEEE standard for local and metropolitan area networks, Part 16: Air interface for fixed and mobile broadband wireless access systems amendment 2: Physical and medium access control layers for combined fixed and mobile operation in licensed bands and corrigendum 1[S]. 2006.

[2]IEEEStd802.16-2004. IEEE standard for local and metropolitan area networks, Part 16: Air interface for fixed broadband wireless access systems[S]. 2004.

[3]王文博,郑侃,等. 宽带无线通信OFDM技术[M]. 北京:人民邮电出版社,2003.

[4]YAGHOOBIH.Scalable OFDMA physical layer in IEEE 802.16 wireless MAN [J]. Intel Technology Journal, 2004, 8 (3): 201-212.

[5]GSM05.05version 5.0.0[S]. 1996.



关键词: 估计 和信 系统 WiMAX

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