三电平Buck-Boost双向变换器的仿真研究
1981年Akira Nabae教授提出三电平逆变器[8]，因其低开关管电压应力受到人们广泛兴趣；1992年Pinheiro教授针对三电平这一优点提出三电平零电压开关PWM直流变换器(Three-Level Zero-Voltage-Switching PWM Converter, TL ZVS PWM变换器)[5]；2002年阮新波教授应用两种基本三电平单元，推导出所有基本直流变换器的三电平拓扑[6]。但已有三电平直流变换器还存在以下不足（1）变换器能量单向流动，（2）变换器实现软开关复杂[7]。本文给出了输入输出共地式与输入输出不共地式两种三Buck-Boost双向变换器(Three-Level Buck-Boost Bi- directional Converter，简称TL Buck-Boost BDC)电路拓扑，及其交错互补控制方案；进行稳态工作原理分析，归纳出变换器的优缺点，指出在电感电流交错变化模式下所有开关管自动ZVS，为今后进一步研究打下理论基础。
1 输入输出共地式TL Buck-Boost BDC稳态原理
图1（a）给出了输入输出共地式TL Buck-Boost BDC，其中Cblock为隔直电容，稳态时，其电压为1端口电压U1的一半。Q1、Q2、Q3、Q4是四只开关管，D1、D2 、D3 、D4分别是其体二极管，Lf是滤波电感，Cf1、Cf2是滤波电容。
在分析工作原理之前，作如下假设：
1) 所有开关管、二极管、电感、电容均为理想器件；
2) Cblock可以看成电压为U1/2的电压源；
3) 两端口电容足够大，等效为电压源U1、U2。
在该变换器中，控制方案的合理选取十分关键，文中方案选取基于以下考虑：若让Q1、Q4同时导通，则U1、Q1、Cblock、Q4形成环路，因U1 Ucblock，则回路中会出现大电流，不可取；同理，Q2、Q3也不能同时导通。所以该变换器中四个开关管采取如下的交错互补驱动信号： Q1、Q4驱动信号互补，Q2、Q3驱动信号互补； Q1和Q2交错工作，驱动信号相差180°相角；Q3和Q4交错工作，驱动信号相差180°相角。
1.1 稳态工作原理
稳态工作时，不同占空比(D0.5 ,D=0.5，D>0.5)，变换器工作模式有所不同。在同一占空比情况下，电感电流iLf分别为恒大于零，交错变化或恒小于零时，变换器的工作情况也各不相同。因此
根据占空比D与电感电流iLf的不同，变换器共有9种工作模式，如表1所示。这里选取D>0.5（D0.5 ，D=0.5的工作情况与D>0.5的分析方法和结论类似，因篇幅限制，文中不再赘述）下的三种典型模式进行分析，主要原理波形如图2所示。电感电流iLf过零时，一个开关周期内变换器共有8种开关模态，如图3所示。电感电流恒大于零和恒小于零时，变换器的工作模态分别是电感电流过零时8种工作模态中的四种工作模态，见图2。
1.1.1 电感电流恒大于零的工作模态分析
1）开关模态1[t0，t2][图3（2）]
t0时刻之前，电感电流iLf从A向U2方向（定义为正向电感电流方向）流过Q2、Cblock、D4。t0时刻，Q4关断，Q1开通，iLf流过Q1、Q2。AB间电压为U1，Q3、Q4上的电压为U1/2。iLf线性增加。
2）开关模态2[t2，t4] [图3（3）]
t2时刻，Q2关断，Q3开通，iLf流过Q1、Cblock、D3，Cblock充电，AB间电压为U1/2，Q2、Q4上的电压为U1/2。电感iLf电流线性减少。
3）开关模态3[t4，t6] [图3（6）]
t4时刻，Q3关断，Q2开通，iLf流过Q1、Q2， AB间电压为U1，Q3、Q4上的电压为U1/2。电感iLf电流线性增加。该开关模态与开关模态1相同。
4）开关模态4[t6，t8] [图3（7）]
t6时刻，Q1关断，Q4开通。iLf流过D4、Cblock、Q2， Cblock放电，AB间电压为U1/2，Q1、Q3上的电压为U1/2。iLf线性减少。
t8时刻，Q4关断，Q1开通，开始下一个周期。
可见，电感电流恒大于零时，能量从1端口流向2端口，变换器工作在buck方式；输出电压U2=DU1，各个开关管承受的电压应力为U1/2，为对应二电平变换器的一半。
1.1.2 电感电流恒小于零的工作模态分析
电感电流恒小于零时，与电感电流恒大于零类似，拓扑一个周期也有四个开关模态，从图3的（1）→（4）→（5）→（8）→（1）。能量从2端口流向1端口，变换器工作在boost方式；输出电压U2=DU1，各个开关管承受的电压应力也为U1/2。
1.1.3 电感电流交替变化的工作模态分析
1）开关模态1 [t0，t1] [图3(1)]
t0时刻之前， iLf反向流过D2、Cblock 、Q4。t0时刻，Q4关断，iLf经D1、D2续流，Q1零电压开通，AB间电压为U1，Q3、Q4上承受的电压为U1/2。iLf线性减小，见图2。
2) 开关模态2 [t1，t2] [图3(2)]
t1时刻，该反向iLf下降为零，并经Q1、Q2正向增加，D1、D2关断。AB间电压仍为U1，Q3、Q4上电压为U1/2。
3）开关模态3[t2，t3] [图3(3)]
t2时刻，Q2关断，iLf流过Q1、Cblock、D3，Q3零电压开通。Cblock充电，AB间电压为U1/2，Q2和Q4上电压为U1/2。正向iLf线性减小。
4）开关模态4[t3，t4] [图3(4)]
t3时刻，该正向iLf下降为零，并经D1、Cblock、Q3反向增加，D3关断。Cblock放电，AB间电压为U1/2，Q2和Q4上电压为U1/2。
5）开关模态5[t4，t5] [图3(5)]
t4时刻，关断Q3， D1、D2续流，Q2零电压开通，AB间电压为U1，Q3和Q4上的电压为U1/2。反向iLf线性减少。该开关模态与开关模态1相同。
6）开关模态6[t5，t6] [图3(6)]
t5时刻，该反向iLf下降为零，并经Q1、Q2正向增加，D1、D2自然关断。AB间电压为U1，Q3、Q4上的电压为U1/2。该开关模态与开关模态2相同。
7）开关模态7[t6，t7] [图3(7)]
t6时刻，Q1关断，iLf流过D4、Cblock、Q2，Q4零电压开通，Cblock放电，AB间电压为U1/2，Q1、Q3上的电压为U1/2。正向iLf线性减小。
8）开关模态8[t7，t8] [图3(8)]
t7时刻，该正向iLf下降为零，并经D2、Cblock和Q4反向增加，D4关断。Cblock充电，AB间电压为U1/2，Q1和Q3上的电压为U1/2。iLf线性增加。
t8时刻，Q4关断，Q1开通，开始下一个周期。
由上分析可知，电感电流交替变化工作时，所有开关管均零电压开关，二极管自然关断，没有反向恢复电流。
1.2 基本关系
稳态时，由电感电压伏秒积平衡，可得到UCblock=U1/2，与原理分析前的假设2)一致。启动时，Cblock有一个建压的过程，Q1、Q4出现瞬时过压，也即存在启动期间开关管应力不均问题，须在今后研究中寻找合理的解决方案。
U2和U1的电压关系：
电感电流iLf的脉动为：
其中，Ts＝1/fs是开关周期，fs是开关频率；Ton为开关管的导通时间，Toff为开关管的截止时间。D＝Ton/Ts为占空比；△ILf、ILfmin和ILfmax分别为的电感电流脉动值、电感电流最小值和最大值。
2 输入输出不共地式TL Buck- Boost BDC稳态原理
图1（b）给出了输入/输出不共地式Buck-Boost TL BDC。Q1、Q2、Q3、Q4是四只开关管，D1、D2 、D3 、D4是它们的体二极管，Lf是滤波电感，Cb1、Cb2是均压电容，Cf2是滤波电容。各开关管给与输入输出共地式TL Buck–Boost BDC相同的驱动信号驱动，其工作方式相似，这里不再赘述。与输入输出共地式 Buck-Boost BDC相比，不存在启动问题，但也有以下不足：
1）Cb1，Cb2分压不均，导致开关管应力不均。
2）输入输出不共地，抗干扰能力差。
3 仿 真
为了验证本文所提控制方案的可行性，本节利用Saber对电路进行仿真分析。仿真所用参数如下：
·iLf恒大于零：U1=270VDC，D=0.8，I2=6A，fs=50kHz，Lf=350uH，Cf1=350uF；
·iLf交错变化：U1=270VDC，D=0.8，I2=6A，fs=50kHz，Lf=35uH，Cf1=350uF；
·iLf恒小于零：U2=200VDC，D=0.8，I1=2.5A，fs=50kHz，Lf=350uH，Cf2=350uF；
由仿真波形可以得到以下结论：
1）比较图4（a~c）中电感电流：iLf平均值可以正负改变，变换器为双向变换器；
2）图4（a~c）中隔直电容电压Vcblock稳定在U1/2，与理论分析一致；
3）图4（a~c）中Vds（Q1）、Vds（Q3）波形可知，开关管承受电压为U1/2，为二电平Buck-Boost BDC[12]的一半,与理论分析一致；
4）图4（a~e）中VAB频率为驱动信号Vgs的一倍，且相对于二电平Buck-Boost BDC变换器，VAB脉动从U1－0减小为U1－U1/2（D0.5下为U1/2－0），脉动值降低一半，这有利减小滤波器的体积和重量，提高变换器的动态性能；
5）分析图4（a~c）中iCblock与iLf，电感电流交替变化工作模态下，二极管自然关断，没有反向恢复电流，开关管均为零电压开关；
6） 交错控制方案使电感电流上升时间与下降时间均分一个周期，相对于非交错控制方案，电感电流纹波最小。如图4（d）、（e）所示，其中实线为 交错控制方案。
4 结 语
本文提出二种三电平Buck-Boost双向变换器电路拓扑及其交错互补控制方案，详细分析了D>0.5的三种典型工作方式，导出了基本关系，验证了控制方案的可行性，为进一步研究打下理论基础。
参考文献:
[1] Ponstantin P.Louganski. Modeling and analysis of a DC power distribution system in 21th century airlifters [D]. Master of Science thesis. Blacksburg, VA: Department of Electrical and Computer Engineering,Virginia Tech,September 1999
[2] A.Capel, D. O’Sullivan, A. Weinberg,etc. A bi-directional high power cell using large single feedback control with maximum current conduction control(MC3) for space application[A].IEEE PESC[D]1986.684~695
[3] M.Jain,M.Danielle.K Jain.A bi-directional DC-DC converter topology for low power application [J].in:IEEE Transaction on Power Electronics,Vol.15, No 4,july 2000:595-606
[4] Hirofumi Matsuo,Fujio Kurkawa. C converter topology for low power application [J].IEEE Transaction on Power Electronics,Vol.15, No 4,julyNew solar cell power supply system using a Boost type bidirectional DC-DC converter [A] . IEEE PESC.[D].1982.14~19
[5] J.Renes Pinheiro and Ivo Barbi.The three-level ZVS PWM Converter - A new concept in high-voltage dc-dc conversion.[A] IEEE IECON.[D]. 1992.173~178
[6] Xinbo Ruan, Bin Li, and Qianhong Chen.Three - Level Converters—A New Approach for High Voltage and High power DC-to-DC Conversion[A].IEEE PESC.[D]2002.663~668
[7] J.Renes Pinheiro and Ivo Barbi.Wide load range the three-level zvs pwm dc-to-dc converter[A].IEEE PESC.[D]. 1993.171~177
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