提高直接调频发生器的频率偏差和稳定性

本文探讨了LC振荡器在直接FM生成方面的局限性，以及如何使用乘法器和自动频率控制（AFC）电路来处理这些局限性。

在本系列文章中，我们讨论了为直接调频发电创建可变电抗的多种方法。在所有情况下，可变电抗都用于调制LC振荡器。然而，使用单个非晶体振荡器的直接FM发生器将无法保持足够的载波频率稳定性。

在本文中，我们将学习如何使用自动频率控制（AFC）电路来确保FM发生器的中心频率漂移最小。我们还将探讨倍频器如何增强直接调频发生器的频率偏差。

直接调频发电的挑战

图1显示了如何将变容二极管与振荡器的谐振电路并联以产生FM波。

使用变容二极管构建用于FM生成的可调振荡器。

图1 使用变容二极管构建用于FM生成的可调振荡器

图1所示的直接调频生成电路需要满足两个相互冲突的要求：

其瞬时频率必须快速响应调制信号。

振荡的中心频率必须保持长期稳定。

使用单个振荡器实现这两个目标可能具有挑战性。正如我们将在未来的文章中讨论的那样，克服这一基本挑战的一种方法是使用间接调频发生器。间接调频发生器不需要载波振荡器对调制信号做出响应。

稳定载波频率的另一种方法涉及使用反馈配置。这通常被称为自动频率控制。AFC环路旨在提高中心频率稳定性，而无需在调制器的主振荡器中使用晶体。

我们将在本文稍后回到AFC。现在，让我们讨论一下倍频器和混频器如何帮助我们获得所需的频率偏差和载波频率。

使用倍频器提高FM频率偏差

工作在5 MHz的电抗调制器的频率偏差可能为±4 kHz，远低于商业调频广播中使用的±75 kHz最大偏差。如图2所示，我们可以通过使用倍频器来增加频率偏差。

在VCO之后添加倍频器会增加频率偏差。

图2 为了增加频率偏差，我们在VCO后添加了一个倍频器

倍频器产生输出信号，其频率是输入频率的精确倍数。如果我们将参数为θi的正弦曲线应用于乘法因子为n的倍频器，则输出正弦曲线的参数为nθi。因此，通过将FM信号应用于n倍倍频器，我们可以将其频率偏差增加n倍。

例如，假设调制器产生载波频率为5 MHz、最大频率偏差为±4 kHz的FM信号。通过应用×18倍频，我们实现了载波频率为5 MHz×18=90 MHz、频率偏差为±4 kHz×18=72 kHz的FM波。这些值更接近商业调频广播的要求。

倍频通常以×2或×3的步长进行。用于此的电路分别称为倍频器和三倍频器。对于×18倍频，我们可以级联两个三倍频器和一个倍频器，如图3所示。

通过级联两个三元组和一个乘法器来实现18倍乘法器。

图3 通过级联两个三倍频器和一个倍频器来实现×18乘法器

用非线性电路制作倍频器

为了实现倍频，输入信号通过非线性组件馈送，该组件会使信号失真并产生谐波（输入频率的整数倍）。然后，带通滤波器选择所需的谐波频率，并从输出中去除不需要的频率分量，包括基波。

图4描绘了倍频器的简化模型，其中C类放大器用作非线性电路，调谐到二次谐波的LC谐振电路提供所需的带通滤波。由于输入FM波的载波频率为5 MHz，因此输出谐振电路被调谐到10 MHz。

围绕C类放大器构建的倍频器。

图4 围绕C类放大器构建的倍频器

使用混音器进行频率转换

正如我们之前所观察到的，倍频器会提高FM波的载波频率和频率偏差。使用较大的乘法因子来实现目标频率偏差可能会导致中心频率远高于我们的目标。在这种情况下，可以使用混频器来降低载波频率。混音操作不会影响频率偏差。

图5是FM发生器的框图，该发生器包括VCO后的倍频器和混频器，以获得所需的载波频率和频率偏差。

一种直接调频发生器，包括乘法器和VCO后的混频器。

图5 一种直接调频发生器，包括乘法器和VCO后的混频器

利用AFC提高频率稳定性

直接FM生成通常可以以最小的频率倍增实现所需的频率偏差。然而，直接方法往往存在频率稳定性差的问题。为了解决这个问题，我们可以使用反馈回路来提供自动频率控制（AFC）。

在AFC环路中，输出FM波的中心频率与晶体振荡器产生的恒定频率进行比较。然后，与频率差成比例的误差信号被反馈到振荡器以校正差异。该系统如图6所示。

使用锁频环来稳定中心频率。

图6 使用锁频环来稳定中心频率

在图6中，VCO的输出与晶体振荡器混合。混频器输出端的差频被提取并应用于鉴频器。频率鉴别器是一种将FM信号的频率变化转换为输出端相应电压幅度变化的电路。来自鉴频器的信号用低通滤波器滤波，随后用于调整压控振荡器。

频率锁定环

为了更好地理解AFC操作，让我们考虑图7中的频率稳定回路。

频率稳定回路的示例。

图7 频率稳定回路的示例

在这个例子中，VCO的输出是载波频率为5.1MHz的FM波。该频率乘以3×2×3=18的总因子，产生91.8 MHz的输出载波。×2乘法器的输出也应用于混频器，其载波频率为5.1 MHz×3×2=30.6 MHz。混频器的另一个输入由14.3 MHz的晶体控制振荡器产生，然后是×2乘法器，产生28.6 MHz的稳定振荡频率。

混频器在其输出端产生两个不同的频率分量。一个频率分量是输入频率的总和；另一个是输入频率之间的差异。图7中的电路采用带通滤波器来提取差频分量。随后，输出被馈送到设置为差频的鉴频器中，在这种情况下，差频为2 MHz。

上述反馈回路是频率锁定回路。它与锁相环密切相关，这将在未来的文章中介绍。为了更深入地分析这种AFC配置，我推荐Donald T.Hess和Kenneth K.Clarke的《通信电路：分析与设计》一书。

调谐到2 MHz的鉴频器的理想频率-电压响应如图8所示。鉴别器产生与输入频率成比例的输出电压，提供与VCO相反的功能。

调谐到2 MHz的频率鉴别器的理想频率-电压响应。

图8 调谐到2 MHz的频率鉴别器的理想频率-电压响应

请注意，当鉴别器的输入为2 MHz时，鉴别器被调谐为产生0 V。在晶体振荡器的稳定参考频率下，2 MHz的差频对应于VCO输出端的预期载波频率5.1 MHz。当生成目标载波频率（fc=5.1 MHz）时，鉴别器提供0 V，反馈回路不会修改VCO。

当VCO处于所需的载波频率时，反馈回路不会影响VCO。然而，如果振荡频率存在偏差，则环路在低通滤波器的输出端输出具有适当极性的直流电压，以调整振荡频率并将其恢复到所需的载波频率。

值得一提的是，频率鉴别器后面的低通滤波器限制了反馈回路的带宽，使其无法对消息信号引起的相对较快的频率变化做出响应。相反，它只对主振荡器的缓慢漂移做出响应。如果不是这样，反馈回路将抵消消息引起的频率变化，从而防止FM波的产生。

总结

在这篇文章中，我们通过探索倍频器在增强频率偏差方面的作用，扩展了我们对直接调频生成的理解。我们还强调了非晶体振荡器在保持载波频率稳定性方面的局限性。正如我们所了解到的，实现自动频率控制（AFC）电路对于解决这些限制并最大限度地减少中心频率漂移至关重要。这一讨论强调了精确频率控制在有效产生FM波中的重要性。