谐振电路升压转换器可降低超便携式应用开关损耗

最近，为了降低无源元件的尺寸并获得快速动态响应，驱动频率已被提高至MHz的数量级。但驱动频率越高，开关损耗就越大。随着开关频率不断增加，MOSFET的开关损耗将超过导通损耗。特别是由于功率器件是在最高电压电流条件下关断的，因此，升压转换器的关断开关损耗要大于导通开关损耗。本文将介绍一种简单的能够降低或消除升压转换器开关损耗的LC谐振网络，并详细分析其工作模式。

　　引言

　　在便携式产品的各种DC/DC转换器中，效率已逐渐成为有关延长电池寿命的热门话题。在升压转换器或步进转换器中，主要的开关损耗是在功率开关关断时产生的，因为此时仍处于最大的电压电流转换条件。在非连续性电流模式（DCM）中，升压转换器的主要功率器件通过从零电流开始的一个软启动电流来导通。由于功率器件在高电压零电流时导通，所以它的开关损耗非常小，可以忽略不计。鉴于电感电流的正斜率，其流入功率器件的电流在器件关断时达到最大。因此，在DCM中，关断损耗比导通损耗大。不过，导通损耗是在连续电流模式（CCM）下产生的，但其关断损耗仍然大于导通开关损耗。本文所介绍的LC谐振电路，可降低或消除关断开关损耗。

　　谐振电路的详细描述

　　在升压、降压或升/降压转换器中，LC谐振网络可按图1所示实现。

　　图1显示了无损耗LC谐振网络的不同应用实例。本文中，如图2所示，LC谐振网络被用于升压转换器。为简化模式分析，假设功率器件和所有无源元件都是理想的。图3显示了带有LC谐振网络的升压转换器在各个时段的工作模式。本文提出的具有附加谐振网络的升压转换器，它的工作可分为三种模式。首先，主开关Q是关断的。电感电流iL（t）具有负斜率，通过电感L和输出二极管Do流向负载，如图3（a）所示。电压V_Cr由一个正电平充电，并具有和输出电压Vo 相同的幅值，见图3（a）。

　　模式1（t₁≤t t₂）：在t = t₁时，Q导通。电感L_r和电容C_r启动谐振，谐振频率及其周期T_r可计算如下：

（1）

（2）

　　由于谐振阻抗Z_r=√（C_r/L_r），故谐振峰值电流I_rpk为：

（3）

　　模式2（t₂≤t t₃）：一旦Q导通，谐振电流就迭加到MOSFET的漏极电流上。在非连续电流模式（DCM）中，漏极电流从零开始。由于Lr和Cr产生的谐振，使得Cr 的电压极性改变。如果电压V_Cr 变得比DC输入电压更高，则D1导通。因此，在Q导通时（如图3（c）和图4所示），通过输入电压，V_Cr 被很好地箝位。在谐振周期Tr 之后，电感电流具有正斜率，并与图3（e）所示的典型升压转换器的波形相同。电感电流峰值可计算如下：

（4）

　　这里，I_in是输入平均电流，T_s是开关周期，D是占空比，定义为D （t₃ - t₁）/ T_s。若Q关断，这种模式即结束。

　　模式3（t₃ ≤t t₄）：如图3所示，当Q关断时，电感电流直接从MOSFET转到Cr。负载电流由输出滤波器提供，输入电压源没有电流流出。因此，利用一个恒定谐振电流，Cr电压从-V_in变为+V_o，如图4所示。在这种条件下，MOSFET漏源电压V_ds具有一个斜率，因为它通过谐振电流I_pk从-V_in充电到+V_o。周期T_d = t_{4 - t3}之间的时间，可由下式求得：

（5）

　　故此，MOSFET漏极电压正慢慢增加，同时其电流立即从MOSFET转向到电容C_r，从而有效地降低关断损耗。如图3（h）所示，若电容电压V_Cr超过输出电压幅值，那么D2会变为正向偏置，C_r经由D2-L_r-D_o和输出电路相连接。这样一来，当Q关断时，如图4所示，通过输出电压V_o，Vc_r得到很好的箝位。