高频脉冲交流环节逆变器电路拓扑族及其双极性移相控制策略研究

式中：Ts为开关周期。

由于移相角θ和共同导通时间DTs/2均按正弦规律变化，且输出滤波器前端电压uDC为双极性SPWM波，因此这种控制方式称为双极性移相控制。调节移相角θ可以实现输入电压或负载变化时输出电压的稳定。

2.2 稳态分析

设变压器原、副边漏感相等，即Llk1=Llk2=Llk3=Llk。一个开关周期内逆变器有12种工作模式，如图3所示。

（a）一个开关周期内的稳态原理波形

（b）t=t1～t2

（c）t=t2～t3

（d）t=t3～t4～t5

（e）t=t5～t6

（f）t=t6～t7～t8

图3 一个开关周期内的稳态原理波形

1）t=t1～t2：t1时刻，功率开关S1及S4实现了ZVS开通，输出滤波电感电流iLf经功率开关S7及S8续流，交流侧能量经D1及D4回馈到直流电源，如图3（b）所示。

2）t=t2～t3：t2时刻S5实现了ZCS开通，在此换流重叠期间，iLf由S7、S8和S5、S6两路流通，i2快速增长，i3快速下降；i1快速由负转换为正，如图3（c）所示。设变压器原边绕组感应电动势为e，则有

e=Ui－Llk1=uACN1/N2=－uBCN1/N2（2）
uAC－Llk2=uDC=Lf＋uo（3）

uBC－Llk3=uDC=Lf＋uo（4）

i2＋i3=iLf（5）

i1=(i2－i3)N2/N1＋iM（6）

设磁化电感LM和输出滤波电感Lf均远大于漏感，磁化电流iM忽略不计，在换流重叠期间内iLf变化率很小，则可得

－uAC＋2Llk－Llk＋uBC=－2e＋2Llk=0（7）

e=Ui－2Llk＋Llk－Llk=Ui－2Llk（8）

e==Llk=－Llk（9）

由式（9）可知，i2及i3的变化率为N1Ui/（3N2Llk），i1的变化率为2Ui/(3Llk)，D、C两点电位相等。当i2上升到iLf值时，i3下降到零。由于开关S8的阻断，i3下降到零后不能负向增长，式（9）不再成立，开关S7与S5之间实现了ZCS软换流。由式（9）可知，换流重叠时间tco为

tco(>=)t3－t2=3ILfm（10）

式中：ILfm为额定负载时滤波电感电流的峰值。

3）t=t3～t4：t3时刻，开关S5及S7之间软换流结束。iLf经S5及S6流通，i1经S1及S4流通，能量从直流侧传递到交流侧，如图3（d）所示。

4）t=t4～t5：t4时刻，开关S7零电流关断，如图3（d）所示。

5）t=t5～t6：t5时刻，开关S1及S4 ZVS关断，C1及C4充电，C2及C3放电。开关S2及S3的漏源电压uDS2、uDS3下降，如图3（e）所示。

6）t=t6～t7：t6时刻uDS2及uDS3下降到零，然后，i1经D2及D3续流，变压器原边漏感能量和交流侧能量均回馈到直流电源，如图3（f）所示。t7时刻，S2及S3零电压开通。

t7时刻以后的半个开关周期工作过程与前半及其开关状态等值电路个开关周期相似。

3 仿真与原理试验

设计实例：全桥全波式电路拓扑，双极性移相控制策略，额定容量S=1kVA，输入电压（直流）Ui=270（1±10％）V，输出电压（交流）Uo=115V，输出电压频率fo=400Hz，负载功率因数－0.75～0.75，开关频率fs=50kHz，匝比N1/N2=22/22，滤波电感Lf=1mH，滤波电容Cf=4.7μF/250V。3．1仿真结果与讨论

不同输入电压、不同负载时的稳态仿真波形，如图4所示。图4（e）中，uGS1、uGS2、uGE5、uGE7分别为功率开关S1、S2、S5、S7的驱动信号。滤波器前端电压uDC为三电平双极性SPWM波；功率开关S1～S4实现了ZVS，功率开关S5～S8实现了ZCS；逆变器具有良好的负载适应能力和稳压性能。仿真结果与理论分析一致。

（a）额定输入电压、额定电阻性负载

（b）额定输入电压、空载

（c）90％额定输入电压、额定感性负载