新一代宽带宽功率放大器设计

　　在本文中，我们将比较和对比两种不同的宽带高效功率放大器设计技术。一种设计采用一种非均匀分布式放大器拓扑结构，完全集成于一个MMIC之中，其输入和输出匹配至50 Ω。另一种设计采用混合式设计技术，在封装中集成了桥接-T输入匹配MMIC。

　　功率放大器是构建新一代通信系统的核心组件，这类通信系统需要超宽的带宽以支持高数据速率。为了设计一款高效的功率放大器，晶体管必须工作于开关模式之下，并且/或者具有反射端接谐波。然而，为了能在一个以上倍频程带宽下正常工作，在较低频率下，谐波端应在带内。此外，Bode-Fano带宽理论认为，对于给定的复合负载，可实现带宽存在一个基本限值，该限值会降低目标负载阻抗，进一步偏离高效条件。

　　在本文中，我们将比较和对比两种不同的宽带高效功率放大器设计技术。一种设计采用一种非均匀分布式放大器拓扑结构，完全集成于一个MMIC之中，其输入和输出匹配至50 Ω。另一种设计采用混合式设计技术，在封装中集成了桥接-T输入匹配MMIC。本文将首先简要描述电路制造工艺，然后逐一展示和讨论各种设计拓扑结构。

　　器件技术和工艺

　　这里使用的AlGaN/GaN HEMT器件基于TriQuint的0.25 μmGaN工艺TQGaN25，采用100mm SiC晶圆制成。这是一种TriQuint推出的大规模制造技术。在PAE匹配条件下，一个四指100μm栅极宽度晶体管(偏置电压：Vd=40V，Id=100 mA/mm)的典型功率密度为5.5W/mm，10GHz时的PAE为60%。

　　分布式放大器设计

　　A.电路设计

　　为了实现最高的功率和效率，我们选择了非均匀分布式功率放大器(NDPA)拓扑结构。NDPA不是以50Ω的阻抗端接漏极线路，而是采用了渐变传输线。为每条传输线路选择特定的宽度，以便为每个单元提供最佳负载。在某些情况下，各个单元的器件尺寸也采用渐变设计。

　　由于目标工作频率为30MHz至2.7GHz，所以，我们选择了5-单元设计，器件总周长为2.4mm，以实现功率、增益、带宽和芯片尺寸的平衡。随后，我们计算出了各单元的器件尺寸和传输线路阻抗。结果如表1所示。第一个单元的尺寸为1.2mm，其目的是实现功率和效率的最大化。其余单元尺寸相等，均为0.3mm。请注意，在表1中，有一列为各个单元的漏电流(Id)。该电流表示器件的最大驱动电流，设定了输出走线的最小宽度。

　　表I:5单元NDPA的计算结果

　　图1：10W高效分布式放大器MMIC示意图。芯片的总尺寸2.4 mm×1.8mm。

　　MMIC成品如图1所示。芯片的最终尺寸为2.4mm×1.8mm。为了支持最低30MHz的工作频率，我们选择了片外偏置选项。这种设计的一个特点是在第一单元输出端使用了线圈。请参考前面的表1，处理450mA电流所需的最小宽度为30μm。然而，在100μm厚的SiC基板上，宽30μm线路的典型阻抗只有76Ω，离最佳负载100Ω还有很大的差距。然而，线圈实际上会通过互耦合的方式增大线路的有效阻抗，仿真条件下，该线路的阻抗为105Ω。这样就可以实现高效运行。

　　B. MMIC测量值

　　我们把MMIC成品焊接在一块厚40密耳的CuMo承板上，同时把RO4003板装在MMIC周围，以便进行评估。我们对电路板上的50?走线进行了去嵌入处理，使测量参考平面位于焊线的末端。如图2所示，在30MHz至2.7GHz范围内，典型增益为20dB，并且在相同频率范围内，输入和输出回波损耗为10dB或更低。

　　图2：NDPA的实测小信号S参数值。MMIC在偏置于30V，360mA。

　　图3：分布式放大器的实测Pout和PAE值。放大器以27dBm的恒定输入功率驱动，偏置电压Vd=30V，偏置电流Idq=360mA。

　　大信号测量值表明，结果良好。图3所示为MMIC在整个频率范围内，在27dBm的恒定输入功率(这相当于约5dB的压缩值)下的输出功率和PAE。当漏极电压为30V时，MMIC在不超过2.5GHz的整个频率范围内可产生大于10W的输出功率，在不超过2.7GHz的范围内，可产生8W或以上的输出功率(功率密度超过4 W/mm)，并且在整个频段，PAE均优于52%。在500MHz以下，MMIC可实现近70%的PAE。如此高的PAE源于第一个单元加载了高阻抗。请注意，这里展示的功率和PAE测量值只是在基频输出功率条件下得到的结果，不得用于计算功耗。要计算功耗，我们必须使用总功率，包括谐波下的所有功率。

　　功率放大器是构建新一代通信系统的核心组件，这类通信系统需要超宽的带宽以支持高数据速率。为了设计一款高效的功率放大器，晶体管必须工作于开关模式之下，并且/或者具有反射端接谐波。然而，为了能在一个以上倍频程带宽下正常工作，在较低频率下，谐波端应在带内。此外，Bode-Fano带宽理论认为，对于给定的复合负载，可实现带宽存在一个基本限值，该限值会降低目标负载阻抗，进一步偏离高效条件。

　　在本文中，我们将比较和对比两种不同的宽带高效功率放大器设计技术。一种设计采用一种非均匀分布式放大器拓扑结构，完全集成于一个MMIC之中，其输入和输出匹配至50 Ω。另一种设计采用混合式设计技术，在封装中集成了桥接-T输入匹配MMIC。本文将首先简要描述电路制造工艺，然后逐一展示和讨论各种设计拓扑结构。

　　器件技术和工艺

　　这里使用的AlGaN/GaN HEMT器件基于TriQuint的0.25 μmGaN工艺TQGaN25，采用100mm SiC晶圆制成。这是一种TriQuint推出的大规模制造技术。在PAE匹配条件下，一个四指100μm栅极宽度晶体管(偏置电压：Vd=40V，Id=100 mA/mm)的典型功率密度为5.5W/mm，10GHz时的PAE为60%。

　　分布式放大器设计

　　A.电路设计

　　为了实现最高的功率和效率，我们选择了非均匀分布式功率放大器(NDPA)拓扑结构。NDPA不是以50Ω的阻抗端接漏极线路，而是采用了渐变传输线。为每条传输线路选择特定的宽度，以便为每个单元提供最佳负载。在某些情况下，各个单元的器件尺寸也采用渐变设计。

　　由于目标工作频率为30MHz至2.7GHz，所以，我们选择了5-单元设计，器件总周长为2.4mm，以实现功率、增益、带宽和芯片尺寸的平衡。随后，我们计算出了各单元的器件尺寸和传输线路阻抗。结果如表1所示。第一个单元的尺寸为1.2mm，其目的是实现功率和效率的最大化。其余单元尺寸相等，均为0.3mm。请注意，在表1中，有一列为各个单元的漏电流(Id)。该电流表示器件的最大驱动电流，设定了输出走线的最小宽度。

　　表I:5单元NDPA的计算结果

　　图1：10W高效分布式放大器MMIC示意图。芯片的总尺寸2.4 mm×1.8mm。

　　MMIC成品如图1所示。芯片的最终尺寸为2.4mm×1.8mm。为了支持最低30MHz的工作频率，我们选择了片外偏置选项。这种设计的一个特点是在第一单元输出端使用了线圈。请参考前面的表1，处理450mA电流所需的最小宽度为30μm。然而，在100μm厚的SiC基板上，宽30μm线路的典型阻抗只有76Ω，离最佳负载100Ω还有很大的差距。然而，线圈实际上会通过互耦合的方式增大线路的有效阻抗，仿真条件下，该线路的阻抗为105Ω。这样就可以实现高效运行。

　　B. MMIC测量值

　　我们把MMIC成品焊接在一块厚40密耳的CuMo承板上，同时把RO4003板装在MMIC周围，以便进行评估。我们对电路板上的50?走线进行了去嵌入处理，使测量参考平面位于焊线的末端。如图2所示，在30MHz至2.7GHz范围内，典型增益为20dB，并且在相同频率范围内，输入和输出回波损耗为10dB或更低。

　　图2：NDPA的实测小信号S参数值。MMIC在偏置于30V，360mA。

　　图3：分布式放大器的实测Pout和PAE值。放大器以27dBm的恒定输入功率驱动，偏置电压Vd=30V，偏置电流Idq=360mA。

　　大信号测量值表明，结果良好。图3所示为MMIC在整个频率范围内，在27dBm的恒定输入功率(这相当于约5dB的压缩值)下的输出功率和PAE。当漏极电压为30V时，MMIC在不超过2.5GHz的整个频率范围内可产生大于10W的输出功率，在不超过2.7GHz的范围内，可产生8W或以上的输出功率(功率密度超过4 W/mm)，并且在整个频段，PAE均优于52%。在500MHz以下，MMIC可实现近70%的PAE。如此高的PAE源于第一个单元加载了高阻抗。请注意，这里展示的功率和PAE测量值只是在基频输出功率条件下得到的结果，不得用于计算功耗。要计算功耗，我们必须使用总功率，包括谐波下的所有功率。