混频电路在GPS接收机射频前端中的应用

引　言

混频电路是超外差接收机、发射机及频率合成技术中重要的组成部分，具有广泛的应用领域。它的基本功能是频率变换，混频器的典型应用是在接收系统中将射频输入信号变化为频率较低的中频信号，以便更容易对信号进行后继的调整和处理。本文在简单介绍混频的概念、常用的几种简单的混频电路和设计混频电路时需要考虑的几个性能指标后，详细介绍了GPS接收机射频前端电路中的下变频设计。

混频的概念、常用的混频电路和混频器指标

混频电路的作用是将载频为f1的已调信号(或单频载波)不失真的变频为f2的信号(f2称为中间频率或中频)。在这个过程中，需要有一个本振频率f3，若三者之间的变换关系为：
f2= f1+f3
这种情况称为上变频；若三者之间的变换关系为：
f2=f1-f3(当f1>f3时)
或
f2=f3-f1(当f13时)
则称为下变频。

为了得到所需要的频率分量，必需采用非线性器件进行频率变换，并用相应的滤波器或选频电路选取有用的频率分量。图1是频率变换电路示意图。图1中的非线性器 件可以是二极管、三极管、场效应管(FET-field effecTtransistor)和模拟乘法器等。滤波器滤除通带外频率分量，输出所需中频分量。

图1　频率变换模型

集成模拟乘法器在通信设备中被广泛用于实现调制、解调、混频等频率变换功能。与分立元件混频电路相比，由模拟乘法器完成混频功能具有以下优点： 输出信号频谱中组合分量少，寄生干扰小，对本振电压幅度没有严格要求，具有较高的混频增益，同时对本振信号和外来输入信号有较好的隔离度。常用的模拟乘法 器有MC1596和MC1596G等。

在FET混频器中，由于FET工作频率高，其传输特性近似为二次曲线，混频后只有2阶交调产物， 不容易产生有害的高阶交调产物，动态范围大，非线性失真小，噪声系数低，单向传输性能好。因此，工作频率较高时，常常选用场效应管来构成混频电路，实现输 入信号的下变频功能。场效应管构成的混频电路形式有两种，即单平衡场效应管混频器和双平衡(环形)混频器。FET组成的简单的单端混频电路如图2所示。有 源场效应管用来混频具有变频增益，与无源FET相比，它具有较高的噪声系数。

图2　单端FET混频器

除了以上介绍的 由模拟乘法器或场效应管构成的混频器以外，二级管、三极管等非线性器件也可以构成混频电路。将射频信号VRF(t)和本振信号VLO(t)分别加到一个适 当偏置的二极管上，二极管后面连有一个谐振回路，其谐振频率等于混频后所需的中频。由于本振信号与射频信号没有分开，因此存在潜在的问题，就是本振信号可 能干扰射频信号的接收，甚至可能通过接收天线辐射出部分本振功率。

二极管混频动态范围大，组合频率分量少，本振泄漏小，无变频增益；晶 体管频率动态范围小，信号电平只有几十毫伏，组合频率干扰大，本振泄漏严重，但是晶体管混频器有较高的增益，目前被广泛应用于中短波收音机。较常用的电路 形式如图3所示。由图3可见，对射频信号VRF来说，该电路是共射组态，具有较高的输入阻抗。在这种组态中射频信号与本振信号有一定的隔离，接收射频信号 时不易受本振信号的影响，稳定性较好。

图3　晶体管混频器

混频电路要完成频率变换功能，譬如要把射频信号下变频为容易处理的中频信号，在设计混频电路时，为了得到频谱纯、干扰小的中频信号，必需考虑下面几个性能指标，其中变频增益和噪声系数是每个设计者首先要考虑的。

(1)变频增益CG：混频器输出信号功率PIF与输入射频信号功率PRF之比，并用分贝数表示：

(2)噪声系数NF：混频器输入端高频信号信噪比SNRF与输出端中频信号信噪比SNIF的比值，用分贝数表示：

(3)动态范围：动态范围是指混频器正常工作时微波的输入功率范围，其下限通常指信号与基底噪声电平相比时的功率，表示为：

式中M 为识别系数，K=1.38×10-23，T0=300K ，NIF为中频放大器噪声系数，CL为变频损耗，ΔfI为中频带宽。要使混频器性能不至于恶化，必须保证输入信号的幅度在动态范围之内。

(4)隔离度：隔离度指混频器各个端口之间的隔离程度，包括射频与本振之间的隔离度以及射频与中频之间的隔离度，其中信号与本振之间的隔离度是一个重要的指标。

(5) 镜像频率抑制度：对于一个高本振混频器，本振信号频率比射频信号高一个中频频率，干扰信号频率如果比本振频率高一个中频频率，这种干扰称为镜像干扰。镜像 干扰如果能进入混频器，它与本振也产生中频信号，中频滤波器也能让这种干扰信号通过，在混频器前加入滤波器，则可以用来抑制镜像干扰。

全球定位系统GPS下变频电路设计

全球定位系统GPS是利用导航卫星进行定时和测距的导航定位系统，该系统可以在全球范围内，全天候地为用户提供高精度的位置、速度和时间信息。

GPS 信号使用L波段，配有两种载波，即频率为1575.42MHz的L1载波和频率为1227.60MHz的L2载波。我们考虑的民用GPS接收机只接收L1 载波，也就是射频信道的中心频率为1575.42MHz，为便于处理，接收机射频前端电路需要把该射频信号进行下变频到一个合适的中频。如果采用多次混频 方案，有利于提高镜像抑制及中频抑制性能，但是电路更复杂。为了得到比较纯的中频信号，同时又要兼顾电路不甚复杂，体积不要太大，应该合理选择混频级数。 根据射频前端电路的要求和后继相关器电路的特点，我们采用二级混频结构，第一中频选择在35.42MHz处，第二中频选择在4.31MHz处，相应的第一 本振信号频率是1540.00MHz，第二本振信号频率是31.11MHz。本振信号由锁相频率合成器提供，参考频率取自10MHz温度补偿晶体振荡器。

设两级混频器的增益分别为G1和G2，那么由下面的式子可以估算出G1+G2的大小：
- 7dBm-174dBm/Hz+19dB+G1+G2-17dB+63dB

上式中-7dBm是有源自动增益控制(AGC- Automatic Gain ConTrol)典型中频输出电平(加入AGC是为了保证A/D模块有相对稳定的输出电平)；- 174dBm/Hz是射频输入背景噪声电平；19dB是低噪声放大器LNA 的增益减去噪声指数后的差值；-17dB是中心频率为35.42MHz的滤波器损耗；63dB 是2MHz带宽噪声之和。由此可估算出，混频增益G1+G2应大于102dB。

根据前面的介绍，二极管混频没有变频增益，晶体管本振泄 漏比较严重，所以我们选用场效应管组成双平衡混频器结构，来设计GPS的两级下变频，这种结构使得混频器的输出端口对本振信号和射频输入信号有较高的隔离 度。为了取出所需的频率成分，还需要加入合适的中频滤波器。混频电路的结构如图4所示。

图4　GPS下变频电路框图