现代功率模块及器件应用技术(2)

2 续流和缓冲二极管

2.1 对续流和缓冲二极管的要求

现代的快速开关器件要求采用快速的二极管作为续流二极管。在每一次开关的开通过程中，续流二极管由导通切换到截止状态。这一过程要求二极管具有软恢复的特性。但是，在很长一段时期里，忽视了快速二极管的作用，使得开关器件工作频率的提高受到了限制。在过去的几年中，它又受到了高度的重视，特别是通过改善它的反向恢复特性而得到了长足的发展。

2.1.1 反向阻断电压和正向通态电压

由反向阻断电压VR的定义可以知道，二极管在该电压值时的漏电流不得大于临界值IR，如图11所示。

生产商提供的参数表中的数值为温度等于25℃时的值。当温度变低时，反向阻断能力下降。例如，对于一个1200V的二极管来说，它的下降率为1.5V/K。如果在低于室温的情况下运行，这一点在设计线路时应引起特别的注意。

当温度高于室温时，反向阻断电压相应上升，但漏电流也同时上升。所以，通常参数表中还会给出高温（125℃或150℃）下的漏电流值。

正向通态电压VF表示了在给定电流的情况下，二极管在导通状态下的电压降应小于某给定的临界值。一般说来，这个值是在室温下测得的，但决定系统损耗的主要因素之一却是高温时的正向通态电压。所以，在所有的参数表中又给出了它对温度的依赖性。

2.1.2 开通特性

在二极管进入导通状态的过程中，电压首先升至VFRM，即可重复的正向峰值电压，然后才降至正向通态电压的水平。图12给出了目前通用的有关VFRM和开通时间tfr的定义。

但对于用在IGBT中的续流和缓冲二极管来说，这个定义并不能说明多少问题，因为

1）开通电流的上升率di/dt会很高，以至于象一个1700V二极管的VFRM会达到200～300V。这个数值已是VF的100倍以上。

2）实际应用过程中，二极管是由截止进入导通，由此产生的VFRM要比由零电压进入导通状态高出许多。

对于缓冲二极管来说，因为缓冲电路只有在二极管导通之后才能发挥作用，所以较低的VFRM是它最重要的指标之一。

即使对于反向阻断电压大于1200V的续流二极管来说，可重复的正向峰值电压也有着重要的作用。在IGBT关断时，线路的寄生电感会感应出一个电压尖峰，这个电压尖峰叠加于续流二极管的VFRM之上，二者之和可能导致过电压。

2.1.3 关断特性

在二极管由导通进入截止状态的过程中，它内部所存储的电量必须被释放掉。这个过程导致了二极管的电流反方向流动。这一反方向电流的波形可以用反向恢复特性来描述。

图13表示了一个最简单的测量线路，S代表一个理想开关，IL为一个电流源，Vk是一个用于换流的电压源，Lk是换流电路中的电感。

当合上开关S后，一个软恢复二极管的电流和电压曲线如图14所示。

图14 软恢复二极管的反向恢复过程的电流和电压特性

换流速度di/dt是由电压和电感决定的，即

di/dt=Vk/Lk （7）

在t0时刻，电流到达零点。在tw时刻，二极管开始承受反向电压。此刻，在二极管的pn结内，所有的载流子都得到清除。在tirm时刻时，反向电流达到最大值IRRM。在tirm之后，电流逐步衰减至其漏电流值。它的轨迹完全由二极管所决定。如果衰减过程很陡，称之为刚性恢复特性；如果衰减过程很缓慢，则称之为软性恢复特性。

反向恢复时间定义为trr，从t0开始到电流衰减至IRRM的20％时结束。如图14所示，将trr细分为tf和ts，则可以得到一个用来定性描述二极管的反向恢复特性的系数，即软性系数

s=tf/ls （8）

图15示出了一个准实用的测量线路。

换流速度di/dt可由开关器件的栅极电阻来调节。Vk是直流母线电压，在电容、IGBT和二极管之间的导线上存在寄生电感。图16显示了应用双脉冲情况下IGBT的驱动信号和IGBT以及二极管的电流波形。当关断IGBT时，负载电流由IGBT切换至二极管，从而展示出二极管在该时期的恢复特性。而在开通IGBT时，IGBT也接续续流二极管的反向恢复电流。图17用较高的时间分辩率显示了这一过程。图17（a）表示了IGBT的电流和电压波形以及开通过程中的损耗；图17（b）则显示了二极管的电流和电压波形以及损耗。


图17 图15所示电路的电流、电压和功率损耗

当IGBT接续续流二极管的反向峰值电流时，它的电压还处于直流母线电压〔在图17（a）中为1200V〕的水平上。此刻IGBT的开通损耗为最大值。二极管的反向恢复特性可以进一步细分为两个部分。

1）第一部分为电流上升至反向恢复电流的峰值阶段以及其后的按照di/dt速率的下降过程。对于一个软恢复二极管来说，dir/dt和di/dt的值大致相当，而反向恢复电流的峰值IRRM对开关器件的冲击则最大。

2）第二部分为拖尾电流部分，即反向恢复电流缓慢衰减至零的过程。在此过程中，trr不再具有明显的意义。因为，此时二极管上已具有电压，所以二极管内损耗的主要部分产生于拖尾过程。对于一个刚性的、不含拖尾电流的二极管来说，尽管它的开关损耗很低，可在实际中还是无法被应用。对于IGBT来说，因为，它的电压在拖尾阶段已经降至很低，所以，拖尾电流对IGBT的损耗影响并不大。

在实际应用中，与IGBT的开关损耗相比，二极管的损耗要低得多〔在图17（b）中，采用了与图17（a）中IGBT损耗相同的尺度来显示二极管的损耗〕。因此，若要使IGBT和二极管的损耗之和保持较小，则应尽量减小反向恢复电流的峰值，同时，将大部分存储电荷保留至拖尾阶段再释放。这一设计理念的实现由二极管所能散发的最大开关损耗所限定。所以，就一个二极管对整体损耗的影响来说，最重要的参数就是其反向峰值恢复电流IRRM，它应当尽可能地小。

让我们来看一个典型的电力电子线路，例如，置于一个模块内的直流斩波器。它的寄生电感Lσges约在40nH左右，起着降低过电压的作用。因为，理想的开关并不存在，所以，在二极管反向恢复期间，IGBT的电压会有所降落。实际测得的电压值为

－V(t)=－Vk－Lσges(dir/dt)＋VCE(t) （9）

式中：VCE(t)是加在IGBT上电压的瞬时值。

对于一个典型的软恢复二极管来说，在电流上升速率不太高（≤1500A/μs）以及寄生电感为最小的情况下，电压v(t)在任一时刻都小于Vk，不存在电压尖峰。

图18显示了用这个方法来描述恢复特性的一个例子。在图18中所示的条件下，让我们来比较两种二极管的过电压。其中一种的载流子寿命是用铂扩散的工艺来调节，通过降低p发射极的效率来获得软恢复特性；另一种是CAL二极管。在额定电流（75A）时，铂扩散的二极管同CAL二极管具有相同的软特性。但在电流较小时，由于前者的开关特性过于刚性，因而产生了过电压，其最大值在10％的额定电流时可能会大于100V。在电流更小时，由于所应用的IGBT的开关更慢，过电压也再度减小。CAL二极管则在所有这些情况下均不会出现明显的过电压。

2.1.4 对续流二极管在整流和逆变运行中的要求

在采用IGBT或MOSFET的变流器中，对续流二极管的要求取决于它是工作在整流还是逆变状态下。即使在传递相同功率的情况下，两种工作状态下的损耗也不尽相同。

逆变运行的特征是能量由直流电压母线端流向交流端。也就是说，交流端和一个用户相连接并给其供电（例如，三相交流电机）。

而在整流运行状态下，能量由交流端流向直流电压母线端。在这种情况下，变流器是作为一个斩波整流器工作在电网端或发电机端。

在传递相等功率的条件下，功率半导体内不同的损耗主要由在整流和逆变运行期间交流端电压和电流基波之间的相位所决定。这一点可以用图19所示的基本电路来做进一步的说明。

图19 采用IGBT和续流二极管的逆变器的一相基本电路

我们可以看到：

1）如果Vout为正和iL>0电流通过S1；

2）如果Vout为负和iL>0电流通过D2；

3）如果Vout为正和iL0电流通过D1；

4）如果Vout为负和iL0电流通过S2。

所以，在给定了电流的有效值的情况下，IGBT和续流二极管中出现的导通损耗由电压和电流基波之间的功率因数以及变流器的调制度m（决定了占空比）所决定。

在逆变运行时存在着0(=)mcosφ(=)1的关系。如果mcosφ=1，则功率半导体的损耗到达了其极限情况。在该条件下，导通损耗以及IGBT的总损耗都达到最大值，二极管的损耗则达到最小值。

在整流运行时存在着0(>=)mcosφ(>=)－1的关系。在mcosφ=－1时，功率半导体的损耗到达了其极限情况。在该条件下，导通损耗以及IGBT的总损耗都达到最小值，二极管的损耗则达到最大值。

将此理论应用于图19，则该情况刚好出现在斩波整流器仅仅从电网吸收纯有功功率时（就电流基波而言）。此时，电网的星形中点应该与直流母线电压的中点相连。图20绘出了上述关系。

在给定直流母线电压和交流电流有效值的情况下，器件的开关损耗只与开关频率有关，两者之间呈线性关系。

市场上大量的带有续流二极管的IGBT和MOSFET模块，就其在额定电流下可散发的损耗而言，是为逆变工作状态而设计的（例如cosφ=0.6～1）。由于在此工作状态下二极管的通态损耗以及总损耗远比IGBT要低，所以，二极管损耗的设计值也远低于IGBT〔IGBT/二极管损耗设计比约为（2～3）：1〕。

因此，在设计斩波整流器时，若其功率和相应的斩波逆变器相等，则建议使用电流等级高一档的功率模块。

例如，某传动系统功率流为电网（400V/50Hz）→斩波整流器（fs=10～12kHz）→直流母线→斩波→逆变器（fs=10～12kHz）→三相交流电机（400V/50Hz/22kW），则

1）斩波整流器采用?1200V/100A（Tc=80℃）的标准IGBT半桥模块；

2）斩波逆变器采用?1200V/75A（Tc=80℃）的标准IGBT半桥模块。

如果功率模块本身就带有加强的二极管，则此区分便无必要。

2.2 快速功率二极管的构造

我们需要区分二极管的两种主要形式，即肖特基二极管和pin二极管。

在肖特基二极管中，金属－半导体之间的接触面构成了阻断型的pn结。与pin二极管不同，pn结没有由扩散而形成的势垒。因此，如果n－区很薄，则它的通态压降比任何一个pin二极管都小。在从导通进入截止状态的过渡过程中，理论上仅需对空间电荷区充电。所以，此类二极管适用于很高的频率（>100kHz）。但是，这一优点只限于当电压小于约100V（目前最高可以达到250V）时。因此，肖特基二极管适合被用作MOSFET的续流二极管。另一方面，当设计的耐压较高时，则

1）通态电压迅速增加，原因是基极宽度WB增加，以及仅存在一种载流子（单极型）；

2）截止漏电流迅速增加，有可能造成温升失衡。

因此，当电压大于100V时，pin二极管开始显示出其优越性。对于目前生产的二极管来说，它的中间部分不再是i（本征的），而是相对于边缘区来说，其浓度要低很多的n型半导体。在采用外延生长技术的pin二极管中〔图21（b）〕，首先在一块高浓度的n＋衬底上分流出一个n－区（外延生长），然后再扩散p区。用此方法，基极的宽度WB可以被调节至极低，直至数个μm；同时硅片又具有足够的厚度，使得生产中的成品率很高。通过引入再结合中心（多采用金扩散的工艺）的方法，可以实现非常快的二极管，同时由于它的WB很小，通态电压仍然可以很低。当然，通态电压总是大于pn结的扩散势垒（0.6～0.8V）。外延生长式的二极管的主要应用范围在100～600V之间。有些制造商还实现了耐压为1200V的外延生长型二极管。

从600V开始往上，n－区已经较宽，以至于可以采用扩散工艺来生产pin二极管〔图21（c）〕。在一块n－衬底上分别扩散入p和n＋区。同样，为了调整续流二极管的动态特性，需要引入再结合中心。

2.3 快速功率二极管的串联和并联

2.3.1 串联

串联的二极管电路如图22所示。在串联时，需要注意静态截止电压和动态截止电压的对称分布。

在静态时，由于串联各二极管的截止漏电流的制造偏差，导致具有最小漏电流的二极管承受了最高的电压，甚至达到擎住状态。但是，只要二极管具有足够的擎住稳定性，则无必要采用并联均压电阻。只有当截止电压>1200V的二极管串联时，才有必要外加并联均压电阻。

假设截止漏电流不随电压变化，同时忽略电阻的误差，则对于n个给定截止电压Vr的二极管的串联电路，我们可以得到简化计算并联电阻的式（10）。

R(nVr-Vm)/(n-1)ΔIr （10）

式中：Vm是串联电路中电压的最大值；

ΔIr是二极管漏电流的最大偏差，条件是运行温度为最大值。

做一个充分安全的假设，即

ΔIr=0.85Irm （11）

式中：Irm是由制造商所给定的。

利用以上估计，电阻中的电流大约是二极管漏电流的6倍。

经验表明，当流经电阻的电流约为最大截止电压下二极管漏电流的3倍时，该电阻值便是足够的。但即使在此条件下，电阻中仍会出现可观的损耗。

动态的电压分布不同于静态的电压分布。如果一个二极管pn结的载流子消失得比另外一个要快，那么它也就更早地承受电压。

如果忽略电容的偏差，那么在n个给定截止电压Vr的二极管相串联时，我们可以采用简化计算并联电容的式（12）。

C>[(n-1)ΔQRR]/nVr-Vm （12）

式中：ΔQRR是二极管存储电量的最大偏差。

做一个充分安全的假设，即

ΔQRR=0.3QRR （13）

条件是所有的二极管均出自于同一个制造批号。ΔQRR由半导体制造商所给出。除了续流二极管关断时出现的存储电量之外，在电容中存储的电量也同样需要由正在开通的IGBT来接续。根据上述设计公式，我们发现总的存储电量值可能会达到单个二极管的存储电量的2倍。

一般来说，续流二极管的串联电路并不多见，原因在于存在下列附加的损耗源：

1）pn结的n重扩散电压；

2）并联电阻中的损耗；

3）需要由IGBT接续的附加存储电量；

4）由RC电路而导致的元件的增加。

所以，在高截止电压的二极管可以被采用时，一般不采用串联方案。

唯一的例外是当应用电路要求很短的开关时间和很低的存储电量时，这两点正好是低耐压二极管所具备的。当然，此时系统的通态损耗也会大大增加。

2.3.2 并联

并联并不需要附加的RC缓冲电路。重要的是在并联时通态电压的偏差应尽可能小。

判断二极管是否适合并联的一个重要参数是其通态电压对温度的依赖性。如果通态电压随温度的增加而下降，则它具有负的温度系数，这对于损耗来说，是一个优点。如果通态电压随温度的增加而增加，则温度系数为正，在典型的并联应用中，这是一个优点，其原因在于，较热的二极管将承受较低的电流，从而维持系统的稳定。因为，二极管总是存在一定的制造偏差，所以，在二极管并联时，一个较大的负温度系数（>2mV/K）则有可能产生温升失衡的危险。

并联的二极管会产生热耦合，通路是：

1）在多个芯片并联的模块中通过基片；

2）在多个模块并联于一块散热片时通过散热器。

不同类型二极管的通态电压对温度的依赖性如图23所示。

图23 不同类型二极管的通态电压对温度的依赖性

一般对于较弱的负温度系数来说，这类热耦合足以避免具有最低通态电压的二极管走向温升失衡。但对于负温度系数值大于2mV/K的二极管，我们则建议降额使用，即总的额定电流应当小于各二极管额定电流的总和。（未完待续）