新型高频链逆变器研究分析

作者：时间：2012-06-27来源：网络收藏

1. 引言

本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/176838.htm

新颖的双向高频环节逆变器[1、2、3]，具有双向功率流、高频电气隔离、拓扑简洁、两级功率变换(DC/HFAC/LFAC)等优点，特别适用于要求双向功率流的逆变场合[4]。以双向高频环节逆变器构成的交流UPS[5]。

本文主要开展新型的双向高频环节逆变器的控制策略、原理特性、关键电路参数设计准则、原理试验等研究。

2. 电路拓扑与控制策略

双向高频环节逆变器的电路结构，由高频逆变器、高频变压器、周波变换器等构成，如图1(a)所示，具有双向功率流、高频电气隔离、拓扑简洁、两级功率变换(DC/HFAC/LFAC)等优点。其全桥桥式拓扑，如图1(b)所示。

(a)电路结构

(b)全桥桥式

图1 电路结构与全桥桥式拓扑

双向高频环节逆变器可采用移相控制策略，原理波形如图2所示。采用移相控制策略，双向高频环节逆变器可实现周波变换器的零电压(ZVS)开关、输出滤波电感电流的自然换流、输出滤波器前端电压为单极性SPWM波。

图2 双向高频环节逆变器移相控制原理图

3. 稳态分析

这里仅分析输出电压U0、输出电感电流ILf均大于零时一个开关周期内逆变器的稳态工作情况。在一个开关周期内，逆变器可分为十二个工作模式。其稳态原理波形和开关模态分别如图3、图4所示。

图3 移相控制高频环节逆变器一个开关周期内的稳态波形

t=t1～t2：t1时刻前，变压器原边绕组电压UEF为零，原边电流iEF经S1、D2流通。t1时刻，S4全电压开通，iEF经S1、D4流通;UEF=Ui;电感电流iLf(此时为iA)经S5 、S6流通;输出滤波器前端电压UDC=UAC=2N2Ui/N1;如图4(a)所示。

t=t2～t3：t2时刻，S1零电压关断;C1电压快速从零上升到Ui值，C3电压同时从Ui值快速下降到零;iEF经S4、D3流通;UEF=0;iLf经S5 、S6流通;UDC为零;如图4(b)所示。

t=t3～t4：t3时刻，S3零电压开通;iEF经S4、S3(和D3)流通;UEF=0;iLf经S5 、S6流通;UDC为零;如图4(c)所示。

t=t4～t5：t4时刻，S7、S8零电压开通;iEF经S4、S3(和D3)流通;UEF=0;iLf经S5 、S6流通;UDC为零;如图4(c)所示。

t=t5～t6：t5时刻，S5、S6零电压关断;UEF=0;iLf(此时为iB)经S7、S8流通;iEF反向经S3 、S4(和D4)流通;UDC为零;如图4(d)所示。

t=t6～t7：t6时刻，S4零电压关断;iEF经S3、D4流通;UEF=0;iLf经S7 、S8流通;UDC为零;如图4(e)所示。

t=t7～t8：t7时刻，S2全电压开通;iEF经S2、S3流通;UEF=-Ui; iLf经S7 、S8流通;UDC= UBC=N2Ui/N1;开关S6漏源电压UDs6= UBA=2N2Ui/N1;如图4(f)所示。

t=t8～t9：t8时刻，S3零电压关断;iEF经S2、D1流通;iLf经S7 、S8流通;UDC为零;如图4(g)所示。

t=t9～t10：t9时刻，S1零电压开通;iEF经S2、S1(和D1)流通;UEF=0;iLf经S7 、S8流通;UDC为零;如图4(h)所示。

t=t10～t11：t10时刻，S5、S6零电压开通;iEF经S2、S1(和D1)流通;UEF=0;iLf经S7 、S8流通;UDC为零;如图4(h)所示。

t=t11～t12：t11时刻，S7 、S8零电压关断;UEF=0;iLf(此时为iA)经S5 、S6流通;iEF经S1、S2(和D2)流通;UDC为零;如图4(i)所示。

t=t12～t13：t12时刻，S2零电压关断;UEF=0;iLf经S5 、S6流通;iEF经S1、D2流通;UDC=0; 如图4(j)所示。t13时刻,开始下一个开关周期。

( a ) t1~t2 ( b ) t2 ~ t3

( c ) t3 ~ t4~ t5 ( d ) t5~ t6

(e ) t6~ t7 ( f ) t7~ t8

( g ) t8~ t9 ( h ) t9~ t10~ t11

( i ) t11~ t12 ( j ) t12~ t13

图4 移相控制双向逆变器稳态时的开关模态

4. 参数设计

1)输出电压Uo

移相控制时输出电压与输入电压之间的关系式为：

(1)

其中，D为有效占空比，RL为负载电阻，r为线路等效内阻。

2)高频变压器匝比N1/N2

由式(1)可得，高频变压器匝比N1/N2由式(2)决定：

(2)

式(2)中，Dmax为输出滤波器前端电压uDC的最大占空比，Ui,min为输入电压的最小值。

3)高频变压器原、副边绕组匝数N1、N2

高频变压器原边绕组匝数N1由式(3)决定：

(3)

式(3)中，Ton max为周期最大开通时间，S为磁芯有效截面积。由式(2)、(3)可得N2。

4)周波变换器实现ZVS的条件

为了确保周波变换器功率开关能够可靠地实现ZVS，周波变换器的换流重叠时间to必须满足：

(D/2)max≤0.5-toFs (4)

5)开关频率Fs

开关频率越高，高频变压器和滤波器体积、重量越小，但开关损耗增大，另外，开关频率还受式(4)的限制。因此，开关频率折衷选择为50kHz。

6)输出滤波器

随着输出滤波电容Cf的增大，输出电压uo的THD减小，但输出电流的无功分量和变换器的损耗增大。通常，Cf由式(5)决定：

Cf =

(5)

同样，随着输出滤波电感Lf 的增大，输出电压uo的THD亦减小，但系统的动态响应速度变慢。通常，Lf由式(6)决定：

Lf =(0.5～0.8)RL /(2πFc) (6)

式(5)、(6)中，Fc为输出滤波器的截止频率。

7)输出滤波电感电流ILf

输出滤波电感电流ILf由式(7)决定：

ILf =

(7)

式(7)中，

为输出电压的角频率。

8)功率器件的电压、电流应力

采用全桥桥式拓扑时，逆变桥功率开关S1～S4承受的最大电压应力皆为UDSmax=Uimax,其最大有效值电流应力为Ilmax/

、峰值电流应力为

Ilmax;周波变换器功率开关S5A～S8B稳态时最大电压应力皆为UimaxN2/N1,其有效值电流应力为I2max/

、峰值电流应力为

I2max。

5. 实验结果

设计实例：全桥桥式拓扑，移相控制策略，输入电压Ui=270V±10% DC，输出电压Uo=115V/400HzAC，额定容量S=1kVA，开关频率Fs=50kHz，变压器原、副边匝比为N1/N2=25/20，变压器磁芯选用Mn-Zn铁氧体R2KBD材料PM62×49, 输入滤波电感L=300μH，输入滤波电容C=4.75μF,输出滤波电感Lf=0.5mH，输出滤波电容Cf=4.75μF。功率开关S1-S8b均选用IRFP460 MOSFET(20A/500V)，两片移相控制芯片UC3879用于实现移相控制。

双向高频环节逆变器原理试验波形如图5所示。图5(a)变压器原边绕组电压波形,其为高频三态双极性SPWM波;图5(b)周波变换器功率开关S6的漏源电压和驱动电压波形，实现了零电压开关(ZVS);图5(c)为两片UC3879输入的电压移位误差放大信号Ue1*、Ue2*，经电压移位后，原先互相反相的双极性电压误差放大信号变换为单极性信号;图5(d)为周波变换器两组功率开关之间的重叠导通时间波形，实现周波变换器的换流;图5(e)为输出电压波形，良好的正弦波形证实了理论分析的正确性。