七步设计反激式变换器

在当今众多的变换器拓扑结构中，反激式拓扑是最常用的一种。尽管很简单，但这种变换器设计却赋予很多应用巨大的优势。近年来，很多更新、更复杂的拓扑结构不断出现，但反激式变换器设计仍然很流行。

这种开关模式电源变换器在中低功率范围（约 2W 至 100W）内提供了极具竞争力的尺寸、成本与效率比。反激式变换器的操作基于耦合电感器，它实现了电源转换，同时还可以隔离变换器的输入和输出。耦合电感器还支持多个输出，这使反激式变换器成为多种应用的理想选择。

反激式变换器的基本组成元件与大多数其他开关变换器拓扑相同，唯一的不同是它采用了耦合电感器，它将变换器的输入与输出隔离（见图 1）。

图1: 反激式变换器原理图

反激式变换器有两个信号半周期： tON and tOFF,它们以MOSFET的开关状态命名并受其控制。

在tON期间，MOSFET处于导通状态，电流从输入端流经原边电感器并对耦合电感器进行线性充电。在tOFF期间, MOSFET处于关断状态，耦合电感器开始通过二极管去磁。来自电感器的电流为输出电容器充电并为负载供电。

设计一个反激式变换器需要做出许多重要的设计决策与权衡。下面我们将介绍一个简单的反激式变换器设计过程中的每个步骤。图2显示了我们将遵循的设计流程。

图2: 反激式变换器设计流程

设计输入或由最终应用确定，或由设计人员来选择。这些参数包括但不限于：输入和输出电压、功率、纹波系数和操作模式。表1罗列了本文所讨论电路的设计输入。

表1: 设计输入总结

非连续导通模式 (DCM)具有较高的稳定性和效率，我们为此应用选择了该模式。这意味着该解决方案的纹波系数为1。

其最大占空比固定为50%，以最大限度地减少应力并均衡利用MOSFET和二极管。开关频率则选择为160kHz。

为使计算更加实际，变换器的估算效率也被定义。尽管该估值相对较低（约80%），但却是低功率反激式变换器的常见效率值。

根据所有这些输入，设计人员必须选择满足所有初始要求的控制器IC。本例采用了MPS的MP6004。MP6004是一款仅支持DCM模式的反激式控制器。它还提供原边调节功能，可减少外部组件的数量。

第一个设计计算用于找到最大原边电感值。有许多不同的设计方法可以用于计算该值，但本例中的变换器始终运行在DCM模式，因此我们采用如下的公式 (1)来计算原边电感值(LP):

LP=η×DMAX2×VIN_MAX22×fSW×KFR×PO=0.8×0.52×3622×160×103×1×12≈53μHLP=η×DMAX2×VIN_MAX22×fSW×KFR×PO=0.8×0.52×3622×160×103×1×12≈53μH

最坏情况发生在变换器以最小输入电压（VIN）和最大占空比（D）且全功率工作时。将设计输入代入公式（1） ，可以得到最大电感器限值为53μH。

接下来计算所需的匝数比 (nS1)。我们仍使用最小VIN和最大D以得到最坏情况下的值，同时增加二极管的正向压降以使计算更加精确。用等式(2)来估算nS1：

nS1=VIN_MIX×DMAX(1−DMAX)×(VO+VD)=36×0.5(1−0.5)×(12+0.7)≈2.5nS1=VIN_MIX×DMAX(1−DMAX)×(VO+VD)=36×0.5(1−0.5)×(12+0.7)≈2.5

下一步是为应用选择合适的MOSFET。为此，我们需要计算开关必须承受的最大电流和电压。首先利用公式 (3) 来计算最大电压：

VDS_MAX=VIN_MAX+DMAX×VIN_MIN1−DMAX=78+0.5×321−0.5=120V+20% safety margin=144VVDS_MAX=VIN_MAX+DMAX×VIN_MIN1−DMAX=78+0.5×321−0.5=120V+20% safety margin=144V

注意， VDS_MAX上增加了20%的安全裕度，以确保变换器的安全运行。然后我们利用公式 (4) 来估算最大电流：

IP_PK=PINDMAX×VIN_MIN+DMAX×VIN_MIN2×fSW×LP_MAX=12×10.80.5×32+0.5×322×160×103×53×10−6=1.88AIP_PK=PINDMAX×VIN_MIN+DMAX×VIN_MIN2×fSW×LP_MAX=12×10.80.5×32+0.5×322×160×103×53×10−6=1.88A

查看MP6004控制器规格，可以知道MOSFET的VDS_MAX 为180V，最大电流为3A。这意味着该控制器IC可以在此应用中安全使用。

该步骤用于评估整流二极管。与MOSFET一样，其目的是确保整流二极管能够处理它可能遇到的最大电压和电流。 首先利用公式（5）来计算二极管能承受的最大电压：

VD1_PK=VOUT+VIN_MAXn=12+782.5=43.2V+40% safety margin=60.5VVD1_PK=VOUT+VIN_MAXn=12+782.5=43.2V+40% safety margin=60.5V

通过增加40%的安全裕度，得到最大反向电压为60.5V。

我们用一个估值来确定输出电容的值，即忽略电路的二阶方面，如寄生分量和输出串扰。利用公式 (6) 来估算电容的电压值：

VC=1C×∫TSW0IC(t)dt=1C×∫DTSW0IC(t)dt=1C×∫DTSW0−IO(t)dt=1C×[IO×t]D TSW0VC=1C×∫0TSWIC(t)dt=1C×∫0DTSWIC(t)dt=1C×∫0DTSW−IO(t)dt=1C×[IO×t]0D TSW

请注意，如果该公式用于tON,则可以大大简化。利用公式 (7) 计算输出电压纹波：

ΔVO=D×IOfSW×CΔVO=D×IOfSW×C

接下来，选择一个电容值以得出最佳纹波电压。本例使用了一个250μF的电容器，其输出电压纹波为12.5mV。

下一步是变压器的设计。变压器选型需要做出许多设计决策，例如磁芯材料和磁芯形状的选择。每种选择都有其特定的优势，在本例中，我们选用了常见的双E形铁氧体磁芯（见图3）。

图 3：变压器双E型磁芯和变压器主要构成

用于计算变压器面积的方法称为AP法。它将变压器的总面积定义为绕组窗口面积与磁芯横截面面积的乘积，所有变压器的磁通量都汇集于这些位置（见图 4）。

图4: AP法涉及的区域

变压器面积可以用公式 (8) 来估算：

AP=AE×AW[mm4]AP=AE×AW[mm4]

现在，我们已定义了方法和设计参数，然后就可以通过一组快速计算来设计变压器。

首先，用公式 (9) 计算最小变压器面积：

AP=(LP×IPMAX×IPRMSBMAX×0.0085)43×10000=(53μH×1.88A×0.77ARMS0.2×0.0085)43×10000≈163mm4AP=(LP×IPMAX×IPRMSBMAX×0.0085)43×10000=(53μH×1.88A×0.77ARMS0.2×0.0085)43×10000≈163mm4

BMAX通常是已确定的输入参数；对于铁氧体磁芯，一般在0.2T到0.3T之间。使用AP 法，最后可以选择一个EE13磁芯和一个最小长度为0.28mm的变压器骨架。

然后计算适合这个变压器的最大原边匝数和副边匝数，并保证符合等式 (2)中计算出的匝数比。用公式 (10) 计算原边匝数：

NP=LM×IPK_MAX×106BMAX×AE=53μH×1.88A×1060.2×20.1mm4≈25NP=LM×IPK_MAX×106BMAX×AE=53μH×1.88A×1060.2×20.1mm4≈25

用公式 (11) 估算副边匝数：

NS=NP2.5=10NS=NP2.5=10

辅助绕组匝数与副边输出匝数的计算方法相同，最后得到 NAUX = 5.

设计流程的最后一步是找到合适的缓冲器值。缓冲电路有助于减轻开关节点的电压尖峰，这些尖峰是由于变压器漏电感和电路中杂散电容之间的振铃而导致。如果没有缓冲器，电压尖峰会增大噪声，甚至会导致MOSFET击穿。图5显示了带缓冲电路的反激式变换器。

图 5：带输入缓冲电路的反激式变换器

缓冲器的设计过程包括三个阶段。首先，预估漏电感约为原边电感的2%；其次，设置最大缓冲器电容电压纹波为 10%；最后就可以估算出缓冲器组件的值。

用公式 (12) 计算最大电容器电压：

VC(MAX)=VDS(MAX)×0.1+DMAX1−DMAX×VIN(MIN)=144V×0.1+0.51−0.5×32V=46.4VVC(MAX)=VDS(MAX)×0.1+DMAX1−DMAX×VIN(MIN)=144V×0.1+0.51−0.5×32V=46.4V

用公式 (13) 估算缓冲器电阻中的功率：

PRSNUBBER=I2P(PEAK)×LLEAK×fSW2=(1.88A)2×1.06μH×160kHz2=0.3WPRSNUBBER=IP(PEAK)2×LLEAK×fSW2=(1.88A)2×1.06μH×160kHz2=0.3W

以功率作为一个限制参数，并使用公式(14)来计算缓冲器的电阻值：

RSNUBBER=(VC(MAX))2PRSNUBBER=(46.4V)20.3W=7.18kΩRSNUBBER=(VC(MAX))2PRSNUBBER=(46.4V)20.3W=7.18kΩ

用公式 (15) 估算缓冲器的电容器值：

CSNUBBER=1ΔVC×RSNUBBER×fSW=14.64V×7.18kΩ×160kHz=187pFCSNUBBER=1ΔVC×RSNUBBER×fSW=14.64V×7.18kΩ×160kHz=187pF

最后，利用公式(16)来计算缓冲器二极管两端的最大电压：

VDSNUBBER(PEAK)≈1.2×VDS(MAX)=1.2×144V=173VVDSNUBBER(PEAK)≈1.2×VDS(MAX)=1.2×144V=173V

在计算出变换器的所有组件值后，MP6004稳压器就可以与其外部组件配对，构建出一个全功能反激式DC/DC变换器。

注意，该电路包括了前面已提到的元件，如原边电感器(LP),辅助电感器 (LP2),输出电容器（由C2A, C2B, 和 C2C并联组成，以提高频率响应）,整流二极管(D1), 和缓冲电路。

图6显示了电路的最终设计以及新的组件，例如MP6004原边控制器。该控制器包含MOSFET开关及其所有相关电路，还包括一些用于噪声过滤的附加组件。

图6: 最终设计电路原理图

本文采用MPS的MP6004演示了如何通过八个简单的步骤设计一个反激式变换器。尽管在设计准备好实施之前还有很多因素需要考虑，例如通过EMC 测试、控制回路设计和元件选型，但建立一个清晰的计算和选型方法非常重要。

许多设计决策都将对系统的整体行为产生重大影响，因此建立输入设计参数是关键的第一步。这些参数设置了变换器设计的约束条件，其余步骤都将根据这些规格来选择值。