适合高压输入大功率场合的双管正激变换器的研究
t2时刻，S1、S2同时关断，Cs1、Cs2以电流I0/K和励磁电流im1充电，Cs3、Cs4放电，直到Uds1=Uds2=Uds3=Uds4=Uin/4，Dr2开始导通，变压器的两原边电压被箝位在零时，此模态结束，持续时间：
2.4 开关模态4[t3,t4][参考图2(d)]
Cs1、Cs2继续充电，同时Cs3、Cs4继续放电，漏感Llk1和Llk2上的电压逐渐上升，当Uds1=Uds2=Uin/2，Uds3=Uds4=0时，此模态结束。此时，S3可在ZVS下导通，且Uds4=Uin/2。
2.5 开关模态5[t4,t5][参考图2(e)]
t4时刻，漏感Llk1和Llk2上的电压均为Uin/2，D1、D2同时导通，流过很小的励磁电流。此模态在D1、D2同时关断时结束。
2.6 开关模态6[t5,t6][参考图2(f)]
在此开关模态中，Uds1=Uds2=Uin/4，Dr1和Dr2仍同时导通、续流，直到S4导通时结束。
3 实验结果
采用上述原理，研发了1KW的DC/DC变换器。
3.1 电路的主要参数
Uin=500VDC；Uout=320VDC；P0=1kW；fs=100kHz，K=0.6。
3.2 效率
所研发的1KW的DC/DC变换器，在满载时，效率为91.7%。
3.3 实验波形
实验波形如图5～图9。从图5中可以看出， 输入的两个分压电容上的电压基本上是一致的。从图6中可以看出，在满载时，当S2漏源之间的电压在接近零时，S1在ZVS下导通，图7是变压器的两个原边的电压波形，变压器能对称地工作，每一路双管正激变换器的输入电压均可以稳定在Uin/2。图8是变压器副边输出整流二极管的电压波形，RCD吸收网络能有效抑制整流二极管上的电压尖峰。从图9可看出，滤波电感上的电流纹波实现了倍频。
4 结论
由前面的理论分析和实验结果可知，该电路拓扑具有如下特点：
（1）磁芯双向磁化，磁芯利用率高；
（2）开关管的电压应力为输入电压的一半，所以本电路拓扑适合于高压输入场合；
（3）采用交错控制以提高等效输出占空比和提高变换器的等效频率，减小输出电流脉动，进而减小滤波器的体积。
（4）工作过程与全桥变换器相似，且两个开关管实现了在ZVS下导通。
同时，也具有以下缺点：
（1）需要两个相同的原边，相对于相同的全桥变压器来说有更多的铜耗；
（2）采用RCD吸收网络，消耗了部分功率。
参考文献
[1]冯翰 双管正激变换器组合研究，浙江大学博士学位论文，2001.10。
[2]Dharmraj V.Ghodke, K.Muralikrishnan “Zvzcs, Dual, Two-Transistor Forward Dc-Dc Converter with Peak Voltage of Vin/2, High Input and High Power Application” PESC2002, Cairns, Australia, pp1153-1158.
[3]K.Harada, H.Sakamoto “Switched Snubber for High Frequency Switching” PESC1990,San Antonio,TX,USA,pp181-188.
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