多路输出单端反激式开关电源设计

　　下面简要分析一下反馈回路实现稳压的工作原理。当输出电压UO发生波动且变化量为UO时，通过取样电阻R5、R6分压后，就使TL431的输出电压UK也产生相应的变化，进而使PC817中LED的工作电流IF改变，最后通过控制端电流IC的变化量来调节占空比D，使UO产生相反的变化，从而抵消UO的波动。上述稳压过程可归纳为：

　　UO ↑→UK ↓→IF ↑→IC ↑→D ↓→UO↓→最终使UO不变。

　　其余各路输出未加反馈，输出电压均由高频变压器的匝数来确定。

　　变压器设计

　　变压器的设计是整个电源设计的关键，它的好坏直接影响电源性能。

　　磁芯及骨架的确定

　　由于本文选用漆包线绕制，而且EE型磁芯的价格低廉，磁损耗低且适应性强，故选择EE22，其磁芯长度A=22mm。从厂家提供的磁芯产品手册中可查得磁芯有效横截面积SJ=0.41cm2，有效磁路长度1=3.96cm，磁芯等效电感AL=2.4μH／匝2，骨架宽度b=8.43mm。

　　确定最大占空比Dmax

　　根据公式：

　　其中，UOR=135V，直流输入最小电压值UImin=90V，MOSFET的漏-源导通电压UDS（ON）=10V，代入上式得：Dmax=64.3％，接近典型值67％。Dmax随着输入电压的升高而减小。

　　计算初级线圈中的电流

　　输入电流的平均值IAVG为：

　　初级峰值电流IP为：

　　其中，KRP为初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值，当电压为宽范围输入时，可取0.9。将Dmax=64.3％代入得，IP=0.518A。

　　确定初级绕组电感LP

　　其中，损耗分配系数Z=0.5，IP=0.518A，KRP=0.4，PO=10W，代入得：LP≈1265μH。

　　确定绕组绕制方法

　　并计算各绕组的匝数

　　初级绕组的匝数NP可以通过下式计算：

　　其中，磁芯截面积SJ=0.41cm2，磁芯最大磁通密度BM=60，IP=0.518A，LP≈1265μH，代入可得NP=26.6，实取30匝。

　　次级绕组采用堆叠式绕法，这也是变压器生产厂家经常采用的方法，其特点是由5V绕组给12V绕组提供部分匝数，而24V绕组中则包含了5V、12V的绕组和新增加的匝数。堆叠式绕法技术先进，不仅可以节省导线，减小线圈体积，还可以增加绕组之间的互感量，加强耦合程度。以本电源为例，当5V输出满载而12V和24V输出轻载时，由于5V绕组兼作12V、24V绕组的一部分，因此能减小这些绕组的漏感，可以避免因漏感使12V、24V输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值，即产生所谓的峰值充电效应，从而引起输出电压不稳定。这里将5V绕组作为次级的始端。

　　对于多输出高频变压器，各输出绕组的匝数可以取相同的每伏匝数。每伏匝数nO可以由下式确定：

　　其单位是匝／VO将NS取5匝，UO1=5V，UF1=0.4V（肖特基整流管导通压降）代入上式得到nO=0.925匝／V。

　　对于24V输出，已知UO2=24V，UF2=0.4V，则该路输出绕组匝数为NS2=0.925 匝／V×（24V十0.4V）=22.57匝，实取22匝。

　　对于12V输出，已知UO3=12V，UF2=0.4V，则该路输出绕组匝数为NS2=0.925匝／V ×（12V+0.4V）=11.47匝，实取11匝。

　　对于反馈绕组，已知UF=12V，UF3=0.7V（硅快速恢复整流二极管导通压降），则该路输出绕组匝数为NS2=0.925匝／V×（12V+0.4V）=11.47匝，实取11匝。

　　确定初／次级导线的内径

　　首先根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M，利用下式计算有效骨架宽度bE（单位是mm）：

　　bE=d（b-2M） （7）

　　将d=2，b=8.43mm，M=0代入上式可得bE=16.86mm。

　　利用下式计算初级导线的外径（带绝缘层）DPM：

　　DPM=bE／NP （8）

　　将bE=16.86mm，NP=78匝代人得DPM=0.31mm，扣除漆皮厚度，裸导线内径DPM=0.26mm。与直径0.26mm接近的公制线规为0.28mm，比0.26mm略粗完全可以满足要求，而0.25mm的公制线规稍细，不宜选用。而次级绕组选用与初级相同的导线，根据电流的大小，采用多股并绕的方法绕制。

　　试验数据