一种带辅助变压器的Flyback变换器ZVS软开关实现方案

1）阶段1〔t0～t1〕 该阶段，S1导通，Lm与Lmr串联承受输入电压，流过Lm及Lmr的电流线性上升。此时间段

Vds2=Vin＋Vo＋Vin（1）

式中：Vds2为S2的漏源电压；

Vo为变换器输出电压；

N1为T原边绕组匝数；

N2及N3为T副边两个绕组匝数；

n1及n2为Tr原副边两个绕组匝数。

2）阶段2〔t1～t2〕 t1时刻S1关断，Lm上的电流通过T耦合到副边，使二极管D导通，Lm两端电压被箝位在

V2=－（2）

Lm上的电流线性下降。

Lmr上的电流一部分对S1的输出结电容Cr1充电，另一部分通过Tr耦合对S2的输出结电容Cr2放电。t2时刻，S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。

3）阶段3〔t2～t3〕 当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管导通，将S2的漏源电压箝位在零电压状态，也就为S2的零电压导通创造了条件。同时Lmr两端被箝位在

V1=－Vo（3）

Lmr上电流线性下降。而S1的漏源电压被箝位在最大电压

Vds1max=Vin＋Vo＋Vo（4）

4）阶段4〔t3～t4〕 t3时刻S2的门极变为高电平，S2零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S2。Lmr两端依然承受式（3）所示电压V1，Lmr上电流线性下降到零然后反向增加。t4时刻，S2关断，该阶段结束。此时间段

iDN3＋ioN2=iLmN1（5）

io=iD＋iLmr（6）

iD=（7）

io=（8）

5）阶段5〔t4～t5〕 t4时刻，Lmr上的电流方向为负，此电流一部分对S1的输出结电容Cr1放电，同时，另一部分通过Tr耦合到副边对S2的输出结电容Cr2充电。到t5时刻，S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。

6）阶段6〔t5～t6〕 当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管导通，将S1的漏源电压箝位在零电压状态，为S1的零电压导通创造了条件。此时，Lmr上的反向电流流经主变压器，给流过二极管D的电流iD叠加上一个电流

ΔI(t5)=（9）

此时间段内，二极管D仍然导通，Lmr两端电压被箝位在

V1=Vin－V2=Vin＋Vo（10）

Lmr上电流线性上升。而S2的漏源电压被箝位在最大电压

Vds2max=＋Vo（11）

7）阶段7〔t6～t7〕 t6时刻，S1的门极变为高电平，S1零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S1。由于Lmr两端承受的电压V1此时较大，iLmr快速上升，到t7时刻，iLmr=iLm，主变压器耦合到副边的电流为零，二极管D自然关断。此时间段

= （12）

由于LmrLm，式（12）可近似为

=（13）

接着Lmr与Lm串联承受输入电压，开始下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2零电压开通，二极管D零电流关断。

2 软开关的参数设计

假定电路工作在CCM状态。由于S2的软开关实现是iLmrmax对Cr1及Cr2充放电，而S1的软开关实现是iLmrmin对Cr1及Cr2充放电，在电路满载情况下，|iLmrmax|>>|iLmrmin|，而且S2的充电电压要大于放电电压（见图2波形vds2），因此，S1的软开关实现要比S2难得多。在参数设计中，关键是要考虑S1的软开关条件。

2.1 主变压器激磁电感Lm的设定

由于Lmr的存在，变换器的有效占空比Deff（根据激磁电感Lm的充放电时间定义，见图2）要小于S1的占空比D，但是，由于t4～t7时间内iLmr的上升速度非常快，所以，可近似认为Deff=D。这样，根据Flyback电路工作在CCM的条件

Lm>=?（14）

式中：η为变换器效率；

fs为开关频率；

为变换器输出功率。

在实际设计中，为了保证电路在轻载时也能工作在电流连续模式，取定

Lm=（15）

2.2 主副变压器原副边匝数比设定

根据LmrLm，及变换器输入输出关系有

（16）

而根据式（8），为了使输出滤波前电流io在t3～t4时间段下降不要太快，最好有N3≤N2。

另外，为了保证t1时刻S1关断时流过副边二极管D的电流iD>0，根据式（7）有

（17）