噪声频谱密度——一项“新”的ADC指标

　　与此相对，NSD定义采用单位噪声带宽，或者1 Hz FFT子元频率大小。 现在，您应该明白为什么典型FFT噪底几乎总是高于噪声频谱密度。 很少有工程师在系统中使用足够大的FFT来获得仅1 Hz的子元宽度。 这就是FFT中样本数量增加时噪声基线出现变小的原因。

　　然而，总噪声没有改变。 它仍然分布在同一奈奎斯特频谱中。 NSD定义使用较小的1 Hz频率子元增量，以便将更小的噪声能量捕捉到单个子元中，而不是使用由样本大小定义的频率子元增量。

　　如何测量和计算NSD?

　　对于理想的ADC：

　　SNR = 6.02*N + 1.76 dB

　　其中，N是ADC的分辨率。 这将定义ADC的量化噪声水平。 实际的ADC无法达到这些性能指标，因为其设计引入的非线性会将其实际SNR限制为小于理想值。 换种方式来看，如果我们从ADC满量程输入功率中减去信号功率，则余下的正好是总噪声功率。 如果我们将NSD数量中的所有1-Hz噪声子元相加，则可以得到单独的功率噪声量，等于ADC满量程功率减去信号功率。

　　要确定奈奎斯特速率ADC的NSD值，必须计算噪声在奈奎斯特区的分布，然后从满量程信号功率中减去。 要开始计算，必须知道采样速率。 让我们以理想的12位200 MSPS ADC为例，它具有理想的满量程SNR，即6.02*12 + 1.76 = 74.04 dB。 其噪声分布在100 MHz奈奎斯特区域(Fs/2)内。 每个1 Hz子元的噪声可使用每个子元噪声功率的对数函数来计算，即–10Log10(Fs/2) = –80 dBFS/Hz。 对于这个12位理想转换器，NSD将为：

　　–74.04 – 80 = –154.04 dBFS/Hz

　　因为实际生活中并没有理想ADC，所以我们必须找到ADC的实际SNRFS。 这可通过直接测量得到，也可以从制造商的数据手册中找到。

　　ADC的满量程输入信号功率水平可以使用已知的满量程峰值电压或满量程RMS电压以及ADC的输入阻抗来计算。 如果输入电压和输入阻抗都是已知的，则可以计算满量程功率(单位dBm)，其中：

　　Vrms = Vp/√2 or Vp x 0.707

　　信号功率 = ((Vrms2)/Rin)(单位为W)

　　对于满量程信号功率(单位为dBm)：

　　信号功率 = 10 x log(((Vrms2)/RIn) x 1000 mW/W) = 10 x log((Vrms2)/Rin) + 30 dB

　　ADC量化噪声频谱是什么形状的? 它总是平坦的吗?

　　奈奎斯特速率ADC以要求的最低采样频率工作，以便捕捉关于整个输入带宽的所有信息。 多数采用流水线型、逐次逼近寄存器(SAR)型或Flash型架构的奈奎斯特速率ADC都有量化噪声，在DC到奈奎斯特频率范围内该噪声基本平坦。 这样，这些器件将成为“机会均等”的噪声接收器，相等地接收整个Fs/2频谱中的有限功率量化噪声(图2)。

　　对于不需要完整奈奎斯特带宽的应用，可以实施替代ADC架构。 带通连续时间Σ-∆(CTΣΔ或CTSD)型ADC使用噪声整形功能，其本质就将带内量化噪声“推出”或者从目标频带中滤除。 这将导致噪声传递函数在目标窄带(小于奈奎斯特带宽)内具有低陷的非平坦形状。 在此带中，CTSD ADC的工作性能最高，并且SNRFS达到最大(图4)。

　　由于CTSD架构的主要优点之一是能够检测狭窄频带内的信号，因此宽带NSD并不是很重要。 相反，狭窄通带内的动态范围将突出为CTSD ADC的性能指标。 噪声整形传递函数将基于调制器设计中使用的环路滤波器阶数来确定。