全桥逆变电路在焊接电源中的应用

(2)原边串入无极性隔直电容C5。全桥变换器工作时变压器双向激磁，存在固有的偏磁问题。造成的原因是正负脉冲不对称，变压器电压存在直流分量，使偏磁迅速积累至磁芯饱和，导致电流无限制上升，逆变失败。加入一个无极性隔直电容，可有效防止直流偏磁。另外本系统采用峰值电流控制，逐个限制每个电流脉冲的峰值，迫使正负脉冲波形对称。两者配合使用可从根本上解决偏磁问题。

(3)在输出整流部分引入一个反并联的续流二级管D7。在环流阶段，由滤波电感Lf提供的负载电流大部分可以通过D7构成回路进行续流，可以有效减小由变压器副边反射到原边的续流电流，从而减小占空比损失和环流阶段的导通损耗。

(4)加入吸收电路。由于输出整流二级管反向恢复时产生一个较高的电压过冲和高频震荡，容易损坏二级管并发热严重。加入由Rs和Cs构成的吸收电路后，可明显改善整流电压波形。另外如有需要，主开关器件两端也可并联RCD网络。

3 控制电路设计

为了实现前述逆变焊机恒流带外拖的特性曲线，本方案选用UNTRODE公司的专用集成移相芯片UC3879，并配合外围电路，通过多环分段控制方法来完成控制要求。

UC3879是一种能进行相位调制的PWM专用集成芯片。可独立调节两对互补输出脉冲的死区时间，为两桥臂不同的谐振过程创造条件。其相位调制原理为：给定指令信号由芯片脚3(EA)端输入，经内部误差放大器后输出误差信号Ve，与由芯片脚19(RAMP)端输入的锯齿波进行比较，输出脉宽可调的PWM波形，去改变两桥臂的相位关系。

在本方案所采用的峰值电流控制模式下，脚19(RAMP)端的锯齿波信号是从变压器原边的电流信号经采样整流得到的。但由于实际上原边电流信号波形上升斜率较缓，与给定比较时，容易因为干扰或毛刺抖动产生误动作。因此实际应用时，先将原边电流的采样整流值与芯片定时电容CT上的锯齿波相叠加，经过斜坡补偿后，再送入脚19(RAMP)端进行比较控制。峰值电流控制过程如图4所示。

外特性分段控制方法及芯片外围逻辑电路接法如图5所示。图5(a)中，变压器原边电流通过一个自制的1：100电流互感器采样并整流后得到is，经过采样电阻得到合适的电压信号并与定时电容CT上的锯齿波相叠加，输入到脚19(RAMP)端。脚4(CS)端用作过流保护，当此脚电压高于2．5V时将封锁输出脉冲。A点接由图5(b)产生的指定信号。图5(b)即为焊机的外特性实现电路．包括以下三个部分。

(1)恒流特性实现 理论上原边电流峰值与副边输出焊接电流大小是能够相互反映的，因此，只需给定变压器原边脉冲电流的峰值，让原边脉冲电流与给定峰值的交点来决定移相角的大小，就能实现恒流控制。图5(b)中Iref即为电流峰值给定值。

(2)外拖特性实现 正常工作时，输出电压反馈值Vfb大于外拖给定值Vz，比较器U3的输出为零，对加法器U4没有影响，焊接电流由恒流给定值Iref决定；当焊枪与工件粘连短路时，Vfb小于VZ，比较器U3的输出为高，相当于给增大了Iref，UC3879内部误差放大器的输出Ve也增大，焊接电流则随之增大，从而实现外拖。

(3)空载电压限制 如果仅仪对电流进行负反馈控制，那么空载时UC3879将始终以最大脉宽输出，造成不必要的浪费且安全性降低。单独设计一路由比较器U1构成的电压调节器，对焊机的空载电压进行负反馈控制，当Vfb大于空载电压给定值Vk时，U1输出一个较高电平封锁C点输出，并使UC3879输出脉冲移相角为180°，即有效脉宽为0°，使输出电压减小。这样，UC3879输出控制信号的移相角在0°和180°之间交替变化，不仅获得恒定的空载电压，而且减小了空载损耗。

4 驱动隔离设计

本方案设计频率为100kHz，主开关管处于高频动作状态，要求尽可能缩短M0SFET栅源电压的上升时间和下降时间，减小开关损耗。因此驱动电路要有较大的驱动电流，同时驱动电路到主电路的引线要尽量短，减小栅极驱动电路的阻抗。本方案所采用的高频驱动电路如图6所示。

其中IN接自来于UC3879的输出脉冲信号，CND1接控制电路地信号，GND2接被驱动MOS-FET的源极。6N137是一个高速光耦，传输延迟时间仅有40 ns。从控制电路来的信号经过光耦隔离后送至驱动电路，使得控制电路和驱动电路有较好的电气隔离，消除对控制电路的十扰。MAX4426是一个专门用于M0SFET的高频驱动芯片，其内部有两个驱动电路，可以很容易地并联以提供较大的输出功率。典型上升、下降时间仅为20ns，延迟时间小大于40ns，可工作于1MHz，提供1．5A的峰值输出电流。

5 实验波形

为了验证实际效果，试制了一台逆变弧焊电源样机。设计容量为6kW；开关频率100kHz；输入220V交流电网电压，输入滤波电容采用4个470μF／450V的