推挽正激软开关电路的实现与比较
1 引言
功率变换器的软开关技术在当今电源领域得到了广泛应用。它不仅可以提高变换器的可靠性和开关频率，而且可以减小体积和重量，降低开关过程中的通态损耗，提高整机效率。应用于推挽正激电路[1,2]的软开关电路拓扑通常是考虑在其整流桥之后增加一辅助谐振网络，利用谐振电容上的电压来封锁整流桥，从而达到零电流关断主管的目的。图1给出了不同谐振网络下的软开关方案：
谐振网络（a）：利用变压器副边漏感和谐振电容组成谐振支路，谐振电感位于主功率回路中，构成ZCS方案[3]；
谐振网络（b）：增加两个单向导通二极管D5、D6，把谐振电感Lr移出主回路，构成ZCT方案[4]。
谐振网络（c）：在变压器的副边增加一个辅助绕组和整流桥，与谐振电感、谐振电容组成一个独立的谐振网络，构成变压器辅助绕组方案[5]。
文献[3-5]对谐振网络及其参数的取值大小没有详加分析。本文从能量的角度确立了理论依据并根据谐振感值大小的差异引出了不同谐振模式的分析探讨。
2 简要的工作模态分析
在简要分析电路工作原理之前假设所有元件均为理想器件，则Lf、Cf、RL可以看成一个电流为Io的电流源。
图1中，Vin为直流输入电压, Lr为谐振电感,Cr为谐振电容,
为功率变压器副边等效漏感，主变压器原、副边变比K=NS/N1，变压器辅助绕组与变压器原边的变比n=Nf/N1。图2给出了简要的工作原理波形。
图1 推挽正激软开关谐振网络电路拓扑[(a)—(c)]
[1]t0-t1：在t0时刻前，S1、S2均关断，漏感平均电流Iav[6]在原边环流，负载电流通过整流桥[D1—D4]续流。此时，谐振电感电流和谐振电容电压为零。t0时刻S1开通，副边电压KVin加
在副边绕组上，电流从0开始线性上升。同时，D1、D3电流开始线性上升，D2、D4电流下降。t1时刻，ID1=ID3上升到Io。
[2]t1-t4：在此时间段内 ，根据谐振网络的不同，工作模态不尽相同。
谐振网络（a）： t1时刻，Da自然导通，L 和Cr开始谐振。由于漏感较小，经过Tr/2, t2时刻Da反向截止，VCr为2KVin保持不变。t3时刻,开通Sa，
和Cr继续被打断的谐振过程。t4时刻，
减小至零，D1、D3零电流关断，减小了反向恢复，副边电流减小至零。此时原边只有漏感平均电流Iav和励磁电流在输入电源—N1—C—N2构成的回路中环流，开关管中电流为零。t4时刻以后，S1可以零电流关断。
谐振网络（b）和（c）：工作过程与（a）类似。（a）和（b）的谐振激励源电压为 KVin；（c）则为nVin。根据谐振电感值大小的不同，工作模态还稍有变化。（详细分析见4）
[3]t4-t6：t4时刻开始谐振电容放电提供全部的负载电流，电容电压为Vcr*（见表1）：t5时刻，可以零电流关断S1；t6时刻，电容电压减小到0。若电容值太大，谐振电容电压在辅管关断时则不能放至零（详细分析见4）
表1 不同谐振网络方案下t4时刻谐振电容电压表达式
[4]t6-t8：t6时刻，负载电流Io通过整流桥（D1—D4）续流，t7时刻，可以零电压/零电流关断辅助开关管Sa。t8时刻，零电流开通主开关管S2，开始下半个开关周期。
图2 简要的工作原理图
3 软开关的实现条件
由以上分析可知：只要在辅管开通到主管关断（定义为
=t5-t3）时，满足
VCr≥KVin （1）
就能实现对副边整流桥（D1—D4）的箝位，封锁整流桥，实现主功率管的零电流关断。
4 谐振网络的分析与参数设计
前面所提三种软开关方案的基本原理是一致的却稍有不同：根据电感是否处于主功率回路可分为ZCS和ZCT两种方式；根据电感取值的大小，则可以分成两种谐振工作模式。下面就各谐振网络分别进行具体分析。
4.1关于两种谐振工作模式的讨论
根据电感取值的大小，可以形成两种谐振模式：感值较小时，谐振周期相对开关周期较小，在Da的作用下，电感电流减至零后反向截止，实质为半波谐振工作模式；感值很大时，谐振周期tr>DTs-△Tf,至辅管开通时电感电流还未到零。此种模式下，谐振网络内环流较小，谐振电容电压VCr2KVin,暂且定义为大电感谐振工作模式；两者临界状态为
tr= Tr/2=DminTs-△Tf （2）。
4.2谐振网络损耗分析
在分析谐振网络损耗之前，做出如下假设：
谐振网络为典型串联谐振模型，激励源电压为KVin；Lr、Cr为理想无损元件；网络内寄生电阻和二极管体电阻设为Rloss。则谐振电感电流：
（3）
谐振电容电压：
（4）
其中：
则谐振网络损耗为：
=
（5）
tr∈(Tr/4,Tr/2)从前面的式子可以看出在Lr尽可能大的情况下, Cr为取值较小时，谐振网络环流和损耗较小。
为使谐振网络在主功率管开通时间内储存能量，辐管实现零电流容性开通，ZCZVS关断。
则谐振网络必须工作于两种工作模式的临界状态为最佳：即在DminTs-△Tf时间内，LC网络谐振，使得谐振结束时VCr达到2KVin。
4.3 谐振电容的选取
谐振电容取值推导以谐振网络（c）为例：谐振电容Cr的选取由放电时间和输出负载决定。当主管关断时必须满足公式（1）则：
（6）
为保证软开关的实现，须满足：
（7）
△t为谐振电容至
放电至
的时间，
为辅管开通到主管关断时间
=t5-t3。
由此可得出：
（8）
与此同时，当辅管关断时，Cr上的电压要能放至零,保证辅管实现零电压/零电流关断。放电时间（即辅管导通时间为Tf）：
（9）
且
（10）
则得：
（11）
又因为由公式（4）可知：
（12）
且
（13）
（14）
通常取
（15）
当D=Dmax时式（11）有最小值。
综上可以得到谐振电容的选取公式：
（16）
其中：
是最大负载电流，
是最大输出功率，
是主管开关频率，
是输出额定电压。
的调节范围为：
[0，
]
根据谐振电容上的电荷平衡，可得
（17）
当为临界工作模式时，将（2）式代入上式，可得：
满足式（10）。
①I0过小即轻载时，假设Tf、Cr不变由（9）（10）可知：当
时，电容电压不能放至零。
②Cr太大，I0一定时，为满足式（17）Tf就要延长
时，电容电压也不能放至零，辅管失去ZCZVS关断的条件。
4.4 谐振电感的选取
由分析可知：工作在临界状态时，确定谐振电容值Cr和△Tf后，Lr就由（2）式决定。在此种方式下谐振环流、损耗最小，且辅管为ZCZVS关断。
4.5 谐振网络各自的特点
A、谐振网络（a）构成的ZCS方案：
拓扑简洁，但由于变压器副边漏感较小，副边整流桥的电流应力较大，从而导致原边电流在主功率管导通时有一电流上冲，电流应力大；电压应力为2KVin，造成的损耗较大。
B、 谐振网络（b）构成的ZCT方案：
拓扑较简洁，Lr实现了可调，与ZCS不同的是它有两种谐振工作模式。根据4.2中的结论，使谐振网络工作在临界谐振模式时，谐振回路的环流大大减小，使得变压器原副边电流在主功率管导通时上升平缓，导通时的电流应力大为减小；但电压应力没有得到改善。
C、谐振网络（C）构成的辅助绕组方案：
与(a)(b)相比，它的优势在于可以通过改变变压器匝比，调节谐振参数来达到减小电压应力和电流应力的目的。降低了变压器原边电流，整流管的电压、电流应力，但新增加的辅助整流桥却带来了较大的损耗，拓扑也比较复杂。
5 实验结果
根据以上分析设计了三套软开关谐振网络并研制了一台24—30V输入/76V输出的1KW原理样机。主管S1、S2：IXFK180N10；辅管Sa：IRFP460LC；主变压器：双EE42磁心（K=4，n=3）；整流管：DSEI30-06A。谐振网络参数均设计在两种谐振模式临界条件下。（表1给出了各方案下的谐振参数与性能指标）图3给出了ZCT方案、27V输入下的实验波形。从实验波形可看出：谐振电感电流较小，有效值不到1A,辅管为ZCZVS关断；图4为三种不同谐振网络拓扑结构下的效率对比曲线：在ZCS下，谐振网络的损耗较大，而ZCT和辅助绕组方案下，谐振网络损耗较小；采用ZCT方案特别是在满载情况下效率要比ZCS方案来得高；而辅助绕组方案元器件较多，电路复杂，寄生参数较多，同时又增加了变压器的铜耗，实验效率较低。
表2 不同谐振网络软开关电路拓扑性能参数表
图3 ZCT临界谐振工作模式下的实验波形
图4 27V输入不同谐振网络软开关电路效率对比曲线
6 结论
通过理论分析、实验验证可以得出如下结论：
1、ZCS方案实质上是ZCT方案在TrTs下的一个特殊情形；
2、当谐振网络参数满足两种谐振模式的临界条件时，谐振环流，谐振网络损耗较小，辅管为容性开通，ZCZVS关断；
3、综合三种谐振网络分析、实验对比可以发现： ZCT方案较具有吸引力，其拓扑简洁，实现容易且满载下效率较高，为91.47%。
参考文献
[1]P. Xu, M. Ye, X. Jia, P. Wong and F. C. Lee, “The integrated-Filter Push-pull Forward Converter for 48V Input Voltage Regulator Modules”,CPES Seminar Proc., April 2001, pp257-264 .
[2]Xunwei Zhou, Bo Yang, Luca Amoroso, et al “A Novel High-input-voltage, High Efficiency and Fast Transient Voltage Regulator Module: The Push-pull Forward Converter”[C].IEEE APEC, 1999,pp 487-492.
[3] 张方华，王慧贞，严仰光，正激推挽电路的ZCS方案[J].电力电子技术2003.2，37（2）： 60～62.
[4]Zhang Fanghua , Wang Huizhen, Yan Yangguang “ZCT Scheme of Push-Pull Forward Converter” [J].Journal of SouthEast University(English Edition),VOL.18 No.4 DEC.2002：331～335.
[5Jung G.cho, Ju W.Baek, D.W.Yoo, HongS.Lee, and Geun H.Rim,“Novel Zero-Voltage and Zero-Current-switching (ZVZCS) Full Bridge PWM Converter Using Transformer Auxiliary Winding”, IEEE PESC Rec.1997,pp 227-232.
[6]张方华，王慧贞，严仰光，新颖正激推挽电路的研究及工程实现[J].南京航空航天大学学报，2002，34（5）：451～455
功率变换器的软开关技术在当今电源领域得到了广泛应用。它不仅可以提高变换器的可靠性和开关频率，而且可以减小体积和重量，降低开关过程中的通态损耗，提高整机效率。应用于推挽正激电路[1,2]的软开关电路拓扑通常是考虑在其整流桥之后增加一辅助谐振网络，利用谐振电容上的电压来封锁整流桥，从而达到零电流关断主管的目的。图1给出了不同谐振网络下的软开关方案：
谐振网络（a）：利用变压器副边漏感和谐振电容组成谐振支路，谐振电感位于主功率回路中，构成ZCS方案[3]；
谐振网络（b）：增加两个单向导通二极管D5、D6，把谐振电感Lr移出主回路，构成ZCT方案[4]。
谐振网络（c）：在变压器的副边增加一个辅助绕组和整流桥，与谐振电感、谐振电容组成一个独立的谐振网络，构成变压器辅助绕组方案[5]。
文献[3-5]对谐振网络及其参数的取值大小没有详加分析。本文从能量的角度确立了理论依据并根据谐振感值大小的差异引出了不同谐振模式的分析探讨。
2 简要的工作模态分析
在简要分析电路工作原理之前假设所有元件均为理想器件，则Lf、Cf、RL可以看成一个电流为Io的电流源。
图1中，Vin为直流输入电压, Lr为谐振电感,Cr为谐振电容,
[1]t0-t1：在t0时刻前，S1、S2均关断，漏感平均电流Iav[6]在原边环流，负载电流通过整流桥[D1—D4]续流。此时，谐振电感电流和谐振电容电压为零。t0时刻S1开通，副边电压KVin加
在副边绕组上，电流从0开始线性上升。同时，D1、D3电流开始线性上升，D2、D4电流下降。t1时刻，ID1=ID3上升到Io。
[2]t1-t4：在此时间段内 ，根据谐振网络的不同，工作模态不尽相同。
谐振网络（a）： t1时刻，Da自然导通，L 和Cr开始谐振。由于漏感较小，经过Tr/2, t2时刻Da反向截止，VCr为2KVin保持不变。t3时刻,开通Sa，
谐振网络（b）和（c）：工作过程与（a）类似。（a）和（b）的谐振激励源电压为 KVin；（c）则为nVin。根据谐振电感值大小的不同，工作模态还稍有变化。（详细分析见4）
[3]t4-t6：t4时刻开始谐振电容放电提供全部的负载电流，电容电压为Vcr*（见表1）：t5时刻，可以零电流关断S1；t6时刻，电容电压减小到0。若电容值太大，谐振电容电压在辅管关断时则不能放至零（详细分析见4）
[4]t6-t8：t6时刻，负载电流Io通过整流桥（D1—D4）续流，t7时刻，可以零电压/零电流关断辅助开关管Sa。t8时刻，零电流开通主开关管S2，开始下半个开关周期。
3 软开关的实现条件
由以上分析可知：只要在辅管开通到主管关断（定义为
就能实现对副边整流桥（D1—D4）的箝位，封锁整流桥，实现主功率管的零电流关断。
4 谐振网络的分析与参数设计
前面所提三种软开关方案的基本原理是一致的却稍有不同：根据电感是否处于主功率回路可分为ZCS和ZCT两种方式；根据电感取值的大小，则可以分成两种谐振工作模式。下面就各谐振网络分别进行具体分析。
4.1关于两种谐振工作模式的讨论
根据电感取值的大小，可以形成两种谐振模式：感值较小时，谐振周期相对开关周期较小，在Da的作用下，电感电流减至零后反向截止，实质为半波谐振工作模式；感值很大时，谐振周期tr>DTs-△Tf,至辅管开通时电感电流还未到零。此种模式下，谐振网络内环流较小，谐振电容电压VCr2KVin,暂且定义为大电感谐振工作模式；两者临界状态为
4.2谐振网络损耗分析
在分析谐振网络损耗之前，做出如下假设：
谐振网络为典型串联谐振模型，激励源电压为KVin；Lr、Cr为理想无损元件；网络内寄生电阻和二极管体电阻设为Rloss。则谐振电感电流：
谐振电容电压：
其中：
则谐振网络损耗为：
tr∈(Tr/4,Tr/2)从前面的式子可以看出在Lr尽可能大的情况下, Cr为取值较小时，谐振网络环流和损耗较小。
为使谐振网络在主功率管开通时间内储存能量，辐管实现零电流容性开通，ZCZVS关断。
则谐振网络必须工作于两种工作模式的临界状态为最佳：即在DminTs-△Tf时间内，LC网络谐振，使得谐振结束时VCr达到2KVin。
4.3 谐振电容的选取
谐振电容取值推导以谐振网络（c）为例：谐振电容Cr的选取由放电时间和输出负载决定。当主管关断时必须满足公式（1）则：
为保证软开关的实现，须满足：
△t为谐振电容至
由此可得出：
与此同时，当辅管关断时，Cr上的电压要能放至零,保证辅管实现零电压/零电流关断。放电时间（即辅管导通时间为Tf）：
且
则得：
又因为由公式（4）可知：
且
通常取
当D=Dmax时式（11）有最小值。
综上可以得到谐振电容的选取公式：
其中：
[0，
根据谐振电容上的电荷平衡，可得
当为临界工作模式时，将（2）式代入上式，可得：
①I0过小即轻载时，假设Tf、Cr不变由（9）（10）可知：当
②Cr太大，I0一定时，为满足式（17）Tf就要延长
4.4 谐振电感的选取
由分析可知：工作在临界状态时，确定谐振电容值Cr和△Tf后，Lr就由（2）式决定。在此种方式下谐振环流、损耗最小，且辅管为ZCZVS关断。
4.5 谐振网络各自的特点
A、谐振网络（a）构成的ZCS方案：
拓扑简洁，但由于变压器副边漏感较小，副边整流桥的电流应力较大，从而导致原边电流在主功率管导通时有一电流上冲，电流应力大；电压应力为2KVin，造成的损耗较大。
B、 谐振网络（b）构成的ZCT方案：
拓扑较简洁，Lr实现了可调，与ZCS不同的是它有两种谐振工作模式。根据4.2中的结论，使谐振网络工作在临界谐振模式时，谐振回路的环流大大减小，使得变压器原副边电流在主功率管导通时上升平缓，导通时的电流应力大为减小；但电压应力没有得到改善。
C、谐振网络（C）构成的辅助绕组方案：
与(a)(b)相比，它的优势在于可以通过改变变压器匝比，调节谐振参数来达到减小电压应力和电流应力的目的。降低了变压器原边电流，整流管的电压、电流应力，但新增加的辅助整流桥却带来了较大的损耗，拓扑也比较复杂。
5 实验结果
根据以上分析设计了三套软开关谐振网络并研制了一台24—30V输入/76V输出的1KW原理样机。主管S1、S2：IXFK180N10；辅管Sa：IRFP460LC；主变压器：双EE42磁心（K=4，n=3）；整流管：DSEI30-06A。谐振网络参数均设计在两种谐振模式临界条件下。（表1给出了各方案下的谐振参数与性能指标）图3给出了ZCT方案、27V输入下的实验波形。从实验波形可看出：谐振电感电流较小，有效值不到1A,辅管为ZCZVS关断；图4为三种不同谐振网络拓扑结构下的效率对比曲线：在ZCS下，谐振网络的损耗较大，而ZCT和辅助绕组方案下，谐振网络损耗较小；采用ZCT方案特别是在满载情况下效率要比ZCS方案来得高；而辅助绕组方案元器件较多，电路复杂，寄生参数较多，同时又增加了变压器的铜耗，实验效率较低。
6 结论
通过理论分析、实验验证可以得出如下结论：
1、ZCS方案实质上是ZCT方案在TrTs下的一个特殊情形；
2、当谐振网络参数满足两种谐振模式的临界条件时，谐振环流，谐振网络损耗较小，辅管为容性开通，ZCZVS关断；
3、综合三种谐振网络分析、实验对比可以发现： ZCT方案较具有吸引力，其拓扑简洁，实现容易且满载下效率较高，为91.47%。
参考文献
[1]P. Xu, M. Ye, X. Jia, P. Wong and F. C. Lee, “The integrated-Filter Push-pull Forward Converter for 48V Input Voltage Regulator Modules”,CPES Seminar Proc., April 2001, pp257-264 .
[2]Xunwei Zhou, Bo Yang, Luca Amoroso, et al “A Novel High-input-voltage, High Efficiency and Fast Transient Voltage Regulator Module: The Push-pull Forward Converter”[C].IEEE APEC, 1999,pp 487-492.
[3] 张方华，王慧贞，严仰光，正激推挽电路的ZCS方案[J].电力电子技术2003.2，37（2）： 60～62.
[4]Zhang Fanghua , Wang Huizhen, Yan Yangguang “ZCT Scheme of Push-Pull Forward Converter” [J].Journal of SouthEast University(English Edition),VOL.18 No.4 DEC.2002：331～335.
[5Jung G.cho, Ju W.Baek, D.W.Yoo, HongS.Lee, and Geun H.Rim,“Novel Zero-Voltage and Zero-Current-switching (ZVZCS) Full Bridge PWM Converter Using Transformer Auxiliary Winding”, IEEE PESC Rec.1997,pp 227-232.
[6]张方华，王慧贞，严仰光，新颖正激推挽电路的研究及工程实现[J].南京航空航天大学学报，2002，34（5）：451～455
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