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开关型锂离子电池充电控制器MAX745应用

作者:时间:2012-03-15来源:网络收藏
4.4 PWM控制器

  电池电压和电流由电流型PWM型DC/DC变换器控制。该控制器通过驱动两只外接N沟道MOSFET,控制输入电源的接通与关断。该控制器通过设定开关电压的脉冲宽度,使充电电流和电池电压保持稳定。采用双N沟道MOSFET,可降低元器件的价格。

  PWM控制器的核心是一个多输入比较器。该比较器将三个输入信号相加,以决定开关信号脉冲的宽度,从而设定电池电压和电流。三个信号分别是电流取样放大器的输出电压、GMV或GMI误差放大器的输出电压和确保电流控制回路稳定的斜率补偿信号。

  电流取样放大器的输出电压,通过PWM比较器与GMV或GMI放大器输出较低的误差电压比较。采用电流型反馈可减小电感对输出LC滤波器的影响,从而使电路稳定工作。

4.5 MOSFET驱动器

  MAX745通过改变外接N沟道MOSFET导通与关断的时间,调整电池充电电压和电流。由于高端N沟道MOSFET的栅极驱动电压必须高于输入电源电压,所以必须用充电泵来提高栅极电压。在实际应用电路中,当同步整流MOSFET(MIB)导通时,电容器C7通过二极管VD2充电。由于C7的一端接LX脚(MIA的源极),所以高端驱动器输出脚(DHI)可使高端MOSFET的栅极电压升高到BST脚电压。该脚电压高于输入电源电压,因此可使高端MOSFET导通。

  同步整流MOSFET(MIB)与普通续流二极管的作用相同,但电压降较低,因此可以提高充电器的效率。从高端MOSFET关断到同步整流MOSFET导通之前有一个死区时间,从同步整流MOSFET关断到高端MOSFET导通之前也有一个死区时间,LX脚与电源接地脚PGND之间(也即MIB的漏极和源极之间)接入肖特基二极管VD1,在开关转换期间,可防止因同步整流MOSFET的体二极管在死区内导通而产生短路电流。如果对充电器的效率要求不高,可以不接二极管VD1,但此时同步整流MOSFET的功耗将增加。

  因为只有同步整流MOSFET导通时,BST脚外接电容才充电,所以同步整流MOSFET不能用普通的整流管代替,但是为了保证BST脚外接电容器充电,同步整流MOSFET可以用小功率MOSFET(比如2N7002)代替。在这种情况下,大部分充电电流流过二极管VD1,而不是流过同步整流MOSFET。

4.6 内部稳压器和基准电压源

  MAX内部低压差线性稳压器输出的5.4V电压加在VL脚,除了给内部电路供电外,还可给外部电路供电。线性稳压器输出电流为25mA,内部电路约需4mA,因此VL脚可为外电路提供21mA电流。外接MOSFET的栅极驱动电流由VL脚提供。估算MOSFET所需的驱动电流时,可用MOSFET栅极电荷乘以开关频率(300kHz)。为确保电源电压稳定,VL脚应外接4.7μF电容器。
 
  内部5.4V稳压电源再经过一级低压差稳压器后,可产生4.2V基准电压,为了保证基准电压稳定,REF脚应外接容量等于或大于0.1μF的电容器。

4.7 最高输入电压

  充电器输入电压必须比最高电池电压高2V,充电电压才能稳定在规定值。由交流适配器供电时,充电器输入电压中交流纹波分量较大,纹波最低点的电压仍必须比最高电池电压高2V。

  采用实际应用电路中的元件,最高输入电压可按下式计算:


式中 UIN为输入电压;VD6为二极管D6两端电压,典型值为0.4V—0.5V;ICHG为充电电流;RDS(ON)为高端MOSFET(MIA)的导通电阻;RL为电感的串联电阻值;RI为电流取样电阻的阻值。

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