传统电流模式的缺陷及改进方案：斜坡补偿电路
从( 2)式可以看出，当占空比小于50%时，m2
4.斜坡补偿的原理分析
前面分析的两个不稳定情况实际上都是因为占空比改变引起了电感平均电流的变化，最终导致输出电压在一段时间内振荡，尤其当占空比大于50%时更加严重。如果能使系统在占空比足够大的时候才发生上述不稳定现象，就相当于解决了这两个问题。设图1中电阻R3上的压降为Vs，可以尝试在Vs上叠加一个斜率为m，且在时钟周期起点处等于零的电压，则经IA放大后相当于在信号VIA上叠加了一个斜率为Avm的电压。再设电感上有扰动电流AI，经IA放大为AvAI。由图5可以证明，经过一个周期后这个扰动电流的值变为
把m1D=m2(1-D)代入(3)式得
要使扰动电流在第一个周期就减弱，必须要有
(5)式表明，在斜坡补偿前，占空比达到50%后系统就开始不稳定，斜坡补偿之后，只要补偿斜率m满足式(5)的关系，系统始终是稳定的。
由此可见，只要能确定电感电流下降沿的斜率m2和占空比D，就有可能设计出合适的斜坡补偿电路，解决峰值电流控制型开关的输出振荡问题。
4.1 实际的斜坡补偿电路分析
在电流模式PWM IC内部集成斜坡补偿电路要比理论分析复杂得多，因为在不同应用情况下，(5)式中的m2和D也会不同，所以很难对所有可能的情况作最好的补偿。由( 5)式 可以看出，开关电源稳定工作时占空比D和电感电流下降沿斜率m2越大，那么它所需的斜坡补偿的量也就越大。在连续工作模式中，D和m2都是由电路结构决定的。而在不连续工作模式中，D是随负载变化的量，m2是由电路结构决定的。根据这个原理可以设计一个补偿量随占空比增大而增大，并且能够适合一定范围的m的斜坡补偿电路，如图6。其中Vcc是较稳定的电压，约为2.3V,Vosc是PWM内部振荡器输出的锯齿波，最小值和最大值分别为0.6V和1.7V, Vdrv是功率管的栅极控制信号，Iout是斜坡补偿电流，输出到电流采样电阻(如图1中的R3)的正端，从而在采样电阻上叠加了一个电压降，达到斜坡补偿的目的。
钳位二极管DI、D2，分压电阻网络RI,R 2.R 3和R4共同决定了Q5, Q6和Q7的开启点当一个时钟周期开始时，Vdrv由低变高，Q1管导通，同时Vosc从最小值开始以一定的斜率上升Q4、Q5, Q6和Q7先后开启，这四个晶体管集电极电流的总和被由Q2, Q3, R9. R10构成的比例电流镜镜像后输出到Iout。
设NPN晶体管的开启阂值为VTn,D l和D2的正向导通压降都为VD, Ql的C-E结压降近似为零，则通过两个二极管的电流为
因此Q4, Q5. Q6. Q7的开启点分别为
其中Ib0、IQ50是Q6开启时的二极管和Q5的电流，Ib1、IQ51、IQ60是Q7开启时的二极管、Q5和Q6的电流。
Q2 的集电极电流为上述四个晶体管的集电极电流总和：
因为 Q4 ,Q5,Q 6和Q7是先后开启的，所以补偿电流在时间轴上的斜率dlout/dt将随着Vosc的增大而增大，即斜坡补偿的量随占空比增大而增大。
功率管的导通时间结束时，Vdrv由高变低，Ql关断，Iout随即降为零。这样可以减少不必要的系统功耗。
考虑不同应用情况下m2的变化范围，计算(5)式就可以确定m随D变化的曲线，再根据电流放大器IA的增益和振荡器锯齿波斜率计算可得各元件的尺寸。
图7是在选取了元件尺寸后计算机仿真波形。其中Vosc是理想化的锯齿波，Iout是输出的补偿电流，IQ4、IQ5、IQ6、 IQ7分别是Q4, Q5, Q6和Q7的漏极电流，可以看到，为了在占空比小于50%的时候系统更加稳定，Q4在每个周期开始时就已经开启，但是电流的斜率较小。随着Vosc以恒定的斜率上升，将先后在t1, t2, t3时达到Q5, Q6和07的开启点。设Q4, Q5, Q6, Q7开启后的电流斜率分别为m4, m5, m6和m7，
设电流采样电阻的阻值为RS，那么叠加在该电阻上压降的斜率为：
5.结论
本文分析了传统电流模式开关电源的工作原理及其优劣，从原理上解释了电流模式在占空比大于50%后输出不稳定的问题和解决的方法。在此基础上本文分析了一个实用的斜坡补偿电路结构并详细分析了其工作过程。通过HSPICE的仿真分析，得到了预期的结果，证明了该电路的可行性。
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