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开关电源的建模和环路补偿设计(下)

作者:时间:2018-08-28来源:网络收藏

本文引用地址:http://www.eepw.com.cn/article/201808/387824.htm

图 16:具内部和外部电压反馈环路的电流模式转换器方框图

图 17:峰值电流模式控制信号波形

图 18:具闭合的新功率级转移函数 GCV(s)

电感器电流信号可以直接用一个附加的 RSENSE检测,或者间接地通过电感器绕组 DCR 或 FET RDS(ON)检测。电流模式控制还提供其他几项重要的好处。如图 17 所示,既然电感器电流以逐周期方式、通过放大器输出电压检测和限制,那么系统在过载或电感器电流饱和时,就能够更准确和更快速地限制电流。在加电或输入电压瞬态时,电感器浪涌电流也受到了严格控制。当多个转换器 / 相位并联时,通过将放大器 ITH 引脚连到一起,凭借电流模式控制,可以在多个电源之间非常容易地均分电流,从而实现了一个可靠的多项 (PolyPhase) 设计。典型电流模式控制器包括凌力尔特公司的 LTC3851A、LTC3833 和 LTC3855 等。

峰值与谷值电流模式控制方法

图 16 和 17 所示的电流模式控制方法是峰值电感器电流模式控制。转换器以固定开关频率 fSW工作,从而非常容易实现时钟同步和相位交错,尤其是对于并联转换器。然而,如果在控制 FET 栅极关断后,紧接着就发生负载升压瞬态,那么转换器就必须等待一段时间,这段时间等于 FET 断开时间 TOFF,直到下一个时钟周期响应该瞬态为止。这个 TOFF延迟通常不是问题,但是对于一个真正的快速瞬态系统,它却很重要。此外,控制 FET 的最短接通时间 (TON_min) 不可能非常短,因为电流比较器需要噪声消隐时间以避免错误触发。对于高 VIN/VOUT降压比应用而言,这限制了最高开关频率 fSW。此外,峰值电流模式控制还需要一定的斜率补偿,以在占空比超过 50% 时保持稳定。对于凌力尔特公司的控制器而言,这不是个问题。凌力尔特的控制器通常有内置自适应斜率补偿,以在整个占空比范围内确保电流环路稳定性。LTC3851A 和 LTC3855 是典型的峰值电流模式控制器。

谷值电流模式控制器产生受控 FET 接通时间,并一直等待直到电感器谷值电流达到其谷值限制 (VITH)以才再次接通控制 FET。因此,电源可以在控制 FET 的 TOFF时间响应负载升高瞬态。此外,既然接通时间是固定的,那么控制 FET 的 TON_min可以比峰值电流模式控制时短,以允许更高的 fSW,实现高降压比应用。谷值电流模式控制不需要额外的斜率补偿就能实现电流环路稳定性。然而,使用谷值电流模式控制时,因为允许开关周期 TS变化,所以在示波器上,开关节点波形可能出现更大的抖动。LTC3833 和 LTC3838 是典型的谷值电流模式控制器。

为具备闭合电流环路的新功率级

图 19 显示,通过仅将电感器作为受放大器 ITH 引脚电压控制的电流源,产生了一个简化、具内部电流环路的功率级的一阶模型。类似方法也可用于其他具电感器电流模式控制的拓扑。这个简单的模型有多好? 图 20 显示了该一阶模型和一个更复杂但准确的模型之间转移函数 GCV(s) = vOUT/vC的比较结果。这是一个以 500kHz 开关频率运行的电流模式。在这个例子中,一阶模型直到 10kHz 都是准确的,约为开关频率 fSW的 1/50。之后,一阶模型的相位曲线就不再准确了。因此这个简化的模型仅对于带宽较小的设计才好用。



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