DC-DC变换器原理解析

作者：时间：2017-10-20来源：网络收藏

　　系统采用电压闭环控制方式，调节器采用变参数数字PI算法，实现了模拟系统难以实现的复杂算法和方便灵活的移相控制方案。通过一台2 kW样机进行了实验，实验系统的开关频率为2 kHz。

本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/201710/366523.htm

　　引言

　　移相全桥ZVS DCDC变换器是目前应用最广泛的软开关电路之一。作为一种具有优良性能的移相全桥变换器，其两个桥臂的开关管均在零电压软开关条件下运行，开关损耗小，结构简单，顺应了直流电源小型化、高频化的发展趋势，因此在中大功率DCDC变换场合得到了广泛应用，而系统数字化控制可进一步提高系统的可靠性。数字化系统具备完整的可编程能力，它使程序修改、算法升级、功能移植都非常容易，相对于模拟控制方式具有明显的优势。DCDC变换器的数字化控制是当前的研究热点之一。本文分析了主电路原理，采用TMS320LF2407作为主控芯片实现了ZVS DCDC变换器的全数字控制，并给出了实验结果。

　　1 主电路拓扑及工作原理

　　ZVS PWM DCDC全桥变换器的主电路结构如图1所示，其主要波形如图2所示。由图1可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。 Q1、D1 和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂;C1～C4分别是Q1～Q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容;Lr是谐振电感，包括变压器的漏感;T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，RL是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位（即移相角），通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVS PWM DCDC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管 Q1～Q4，在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压;经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为Vin/K的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为Vin/K的直流方波电压。这个直流方波电压经过Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为

　　UO=DVin/K（D是占空比）。Ton是导通时间，Ts是开关周期（Ts=t12-t0）。通过调节占空比D来调节输出电压UO。

　　图1 变换器主电路结构

　　图2 变换器主要波形

　　由波形图可见，移相全桥电路控制方式的特点是：

　　① 在一个开关周期Ts内，每个开关导通时间都略小于Ts/2，而关断时间略大于Ts/2。

　　② 同一个半桥中，上、下两个开关不能同时处于开通状态，每个开关关断到另一个开关开通都要经过一定的死区时间。

　　③ 比较互为对角的两对开关管Q1、Q4和Q2、Q3的开关函数波形，Q1的波形比Q4的波形超前0~ Ton/2时间，Q2的波形比Q3的波形超前0~ Ton/2时间，因此Q1和Q2为超前桥臂， Q3和Q4为滞后桥臂。

　　2 控制芯片TMS320LF2407A

　　TMS320LF2407A是TI公司设计的一种数字信号处理器，具有接口方便、编程简单、稳定性好、精度高、方便以及可重复性等优点。TMS320LF2407A部分功能如下：

　　① 工作电压3.3 V，有4种低功耗工作方式。电路设计时需考虑电平转换，不要超过DSP的工作电压。

　　② 单指令周期最短为25 ns（40 MHz），最高运算速度可达40MIPS，四级指令执行流水线。低功耗，有利于电池供电的场合;而高速度非常适用于电动机的实时控制。

　　③ 拥有2个专用于电动机控制的事件管理器（EV），每一个都包含：2个16位通用定时器，8个16位脉宽调制（PWM）输出通道，1个能够快速封锁输出的外部引脚/PDPINTx（其状态可从COMCONx寄存器获得），可防止上下桥臂直通的可编程死区功能，3个捕捉单元，1个增量式光电位置编码器接口。

　　④ 16通道10位A/D转换器，具有可编程自动排序功能，4个启动A/D转换的触发源，最快A/D转换时间为375 ns。

　　⑤ 控制器局域网（CAN）2.0B模块。

　　⑥ 串行接口SPI和SCI模块。

　　⑦ 基于锁相环的时钟发生器（PLL）。

　　⑧ 41个通用I/O引脚。

　　⑨ 32位累加器和32位中央算术逻辑单元（CALU）;16位×16位并行乘法器，可实现单指令周期的乘法运算;5个外部中断。

　　⑩ 1149.11990 IEEE标准的JTAG仿真接口。

　　很宽的工作温度范围，普通级为-40～85 ℃，特殊级为-40～125 ℃。

　　3 系统的数字实现

　　图3为变换器硬件结构框图。由图可见，系统采用闭环控制方式，将变换器两侧的电压、电流经霍尔检测电路检测并转换成相应的电压信号进行滤波，所得的反馈信号一方面送入DSP片内进行A/D转换后进行闭环控制运算，同时送到故障保护电路。本系统电压环采用PI调节器。数字PI调节器根据给定值和反馈信号值进行偏差调节，其输出结果决定了超前、滞后臂之间PWM驱动波形移相角的大小，从而使控制量跟踪给定量;DSP发出的驱动信号经电平转换电路进行电平转换后，送到驱动芯片M57962L形成最终的IGBT驱动信号。故障保护电路则对电流、电压反馈信号进行判断、处理，在故障发生时给出故障信号并从软件上置 PWM为无效方式，硬件上立即封锁IGBT驱动，对系统进行保护。数码管显示电路由带SPI接口的MAX7219和多位数码管组成。MAX7219适合标准的SPI通信方式，同时还具有译码、驱动及数据锁存功能。每片MAX7219能以扫描方式对4位数码管进行智能化管理，大大降低了微处理器用于实时显示的时间。

　　图3 变换器硬件结构框图

　　3.1 基于DSP的直接移相脉冲生成方法

　　移相是滞后臂驱动相对于超前臂驱动之间的一个周期性延时，其延时角即为移相角。设PWM1/PWM2驱动超前臂开关管，PWM3/PWM4驱动滞后臂开关管，每个桥臂上下两管之间的驱动互补且带死区。在实现中

　　图4 基于DSP的直接移相脉冲生成方法

　　可以固定超前臂的驱动在每一周期的T0时刻发出，那么只要延迟移相角Φ对应的时间再发生全比较事件则可以得到滞后臂的驱动，可以实现0°～180°范围内的自由移相。由图4可见，定时器T1的计数方式为连续增减模式，在计数器T1CNT=0和T1CNT=T1PR时分别更新CMPR1和CMPR2的值，这一过程可以分别在T1的下溢中断和周期中断中完成。设移相角Φ对应的延迟时间为Td，显然在0～T/2、T/2～T时间段内，CMPR1、CMPR2值的关系可分别表示如下：

　　这种脉冲生成方法只需用到DSP的PWM1～PWM4的4个口，而且可以利用死区设置寄存器可编程地直接设置死区，因此非常灵活方便，简单可靠。

　　3.2 系统软件设计

　　系统软件主要有主程序和中断服务程序两大部分。主程序主要是完成系统初始化、开关机检测、开关机初始化，然后进入主程序循环等待中断，图5为主程序流程。中断服务程序包括周期中断程序、下溢中断程序等。在周期中断程序中完成读取电压采样值、数字滤波、实施控制算法、启动电流A/D转换、调节器运算程序等工作。如果系统出现故障，则外部硬件产生信号去封锁脉冲放大和整形电路，同时产生信号送DSP，产生中断封锁脉冲输出。为了达到更好的控制效果，调节器采用变参数数字PI算法，其控制思想是按照电压误差e（k）的正、负及上升、下降趋势，将反馈电压一个周期的波动分为6个区间，在不同的区间调用不同的 PI参数，从而实现最佳PI 调节，其数学表达式为：

　　其程序流程如图6所示。

　　图5 主程序流程图6 变参数PI算法流程

　　4 实验结果

　　根据前述方案搭建了实验系统，实验中采用三菱公司的智能功率模块（IPM）PM200DSA120作为逆变器的主开关器件。它抗干扰能力强、开关速度较快，功耗较低，具有驱动电源欠压保护、桥臂对管互锁保护、过流保护以及过热保护等功能。开关频率为fs=10 kHz，开通时间为ton=1.4 μs，关断时间为toff=2.0 μs。实验波形如图7至图9所示。图7为 PWM1、PWM2的互补波形，由图可知，它们之间存在死区，该死区是可编程的，可根据实际情况来确定。图8为PWM1、PWM3之间的移相15°的波形，该移相角可通过程序来控制，根据给定及负载的大小进行自动调节。图9为T1管的驱动波形，正电压大约为15 V，负电压大约为9 V。