引起运算放大器震荡的常见原因及对策

作者：时间：2016-08-12来源：网络收藏

　　图5b显示了反相配置。Rg同样执行环路衰减同时又不改变闭环增益。在这种情况下，输入阻抗不会因“Rg”而改变，但噪声、偏移和带宽会变糟。

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　　图5b：减小Cpar效应的方法;反相配置。

　　图5c显示了补偿同相放大器中Cpar的优选方法。如果我们设置Cf* Rf = Cpar * Rg，我们就有一个“经过补偿的衰减器”，反馈分压器也就在所有频率点都有相同的衰减，从而解决了Cpar问题。产品的失配将在放大器的通带中造成“突起”，在响应中造成“骨架”，也即低频响应是平坦的，但改变到了围绕f = 1/2p* Cpar * Rg的另一个平台。图5d显示了用于反相放大器的Cpar等效补偿电路。需要分析频率响应，找出正确的Cf，而放大器带宽就是分析的一个部分。

　　图5c:减小Cpar效应的方法;补偿同相放大器中Cpar的优选方法。

　　图5d：减小Cpar效应的方法;针对反相放大器的等效Cpar补偿电路。

　　这里顺序列出了对电流反馈放大器(CFA)的一些评论。如果图5a中的放大器是CFA，那么“Rin ”对修改频率响应没有多大作用，因为负输入具有很小的阻抗，是正输入的完全拷贝。噪声则有些变差，而且会发生额外的负输入偏置电流Vos/ Rin。同样，图5b所示电路的频率响应不会被“Rg ”改变。反相输入不只是一个虚拟地，它到地有一个真正很低的阻抗，并且已经容忍Cpar (仅反相模式!)。直流误差类似于图5a所示误差。图5c和5d是电压输入运放的首选，只是CFA不能容忍直接反馈电容而不发生振荡。

　　负载问题

　　就像反馈电容可能侵蚀相位余量一样，它也会加载电容。图6显示了在一些增益设置条件下LTC6268输出阻抗与频率的关系。注意，单位增益输出阻抗要低于更高增益的阻抗。完整反馈允许开环增益减小放大器的固有输出阻抗。这样，图6中增益为10的输出阻抗一般要高出单位增益结果10倍。反馈衰减器会降低环路增益使之到1/10值，否则会减小闭环输出阻抗。开环输出阻抗约30W，从增益100曲线高频区的平坦部分很容易看出来。在从大约增益带频率/100到增益带宽频率的这段区域中，基本上没有足够的环路增益可减小开环输出阻抗。

　　图6：LTC6268在三种增益条件下输出阻抗与频率的关系。

　　电容负载将和开环输出阻抗一起导致相位和幅度延迟。举例来说，50pF负载和LTC6268 30Ω输出阻抗一起将在106MHz点生成另一个极点，此时输出具有-45°的相位延迟和-3dB的衰减。在这个频率点，放大器具有-295°的相位和 10dB的增益。假设是单位增益反馈，那就不完全能发生振荡，因为相位没有使延迟达到±360°(在106MHz处)。然而在150MHz点，放大器有 305°的延迟和5dB的增益。输出极点的相位是–atan(150MHz/106MHz) = -55°，增益是

= 0.577 或-4.8dB。乘上环路增益，可以得到360°和+0.2dB增益，再次振荡。50pF似乎是迫使LTC6268振荡的最小负载电容。

　　防止负载电容造成振荡的最常见方法是在反馈连接之后串联一个小值电阻。10Ω到50Ω的阻值可以限制电容负载可能引起的相位延迟，并在很高速度时将放大器与低电容阻抗隔离开来。缺点包括取决于负载电阻特性的直流和低频误差，电容负载上受限的频率响应，以及如果负载电容随电压变化而变化时引起的信号失真。

　　由负载电容造成的振荡一般可以通过提高放大器闭环增益进行阻止。以更高的闭环增益运行放大器意味着反馈衰减器也会衰减环路相位为±360°的频率点的环路增益。举例来说，如果我们使用闭环增益为+10的LTC6268，我们可以看到放大器在40MHz时的增益为10V/V或20dB，这时的相位延迟为 285°。为了激起振荡，我们需要一个输出极点，这会造成额外75°的延迟。我们可以通过使用-75° = -atan(40MHz/Fpole) → Fpole = 10.6MHz得到这个输出极点。这个极点频率来自500pF的负载电容和30pΩ的输出阻抗。

　　输出极点增益是

0.026。在未加载开环增益为10时，在振荡频率点的环路增益为0.26，因此这次没有发生振荡，至少没有发生由简单输出极点造成的振荡。这样，我们就通过提高闭环增益将可以忍受的负载电容从50pF增加到了500pF。

　　未端接的传输线也是很不好的负载，因为它们呈现疯狂地随频率重复的阻抗和相位变化(见图7中未端接9英寸电缆的阻抗)。如果放大器可以在一个低频谐振点安全地驱动电缆，那么随着自己相位余量的减少，它就很可能在某个更高的频率点振荡。如果电缆必须无端接，那么与输出串联的“后匹配”电阻可以隔离电缆的基本阻抗变化。另外，即使来自电缆未端接末端的瞬时反射返回放大器，后匹配电阻如果其值匹配电缆特征阻抗的话也能正确地吸收这个能量。如果后匹配电阻不匹配电缆阻抗，一些能量将从放大器和终端反射回未端接末端。当能量到达末端时，又会再次高效地返回放大器，因此就有了一连串来回反弹的脉冲，只是每反弹一次都会有所减弱。

　　图7：未端接同轴电缆的阻抗和相位。

　　图8显示了一个更加完整的输出阻抗模型。其中Rout项与LTC6268中讨论的一样是30Ω，并且我们还增加了Lout这一项。这是物理电感和电气等效电感组合成的一个项。物理封装、绑定线和外部电感可增加5至15nH，封装越小电感量也越小。另外，对任何放大器来说都有一个电气上产生的20-70nH 范围的电感，特别是采用双极性器件。输出晶体管的寄生基极电阻被器件的有限Ft转换为了电感。

　　图8：放大器输出阻抗的电感部分。

　　危险在于Lout可能与CL发生相互作用并形成一个串联谐振调谐电路，该电路的阻抗可能跌至环路和潜在振荡之内没有更多相位延迟的话Rout将无法驱动的水平。例如，设Lout = 60nH和CL = 50pF。谐振频率是

　　谐振频率

92MHz，完全在LTC6268的通带内。这种串联谐振电路会有效地加载谐振点的输出，极大地改变谐振点附近的环路相位。遗憾的是，Lout在放大器数据手册中一般不会提到，但有时可以在开环输出阻抗图中看到它的影响。一般来说，这种影响对于带宽在50MHz以下的放大器来说不是很重要。

　　图9显示了一种解决方案。Rsnub 和Csnub形成所谓的“阻尼器”，它的目标是降低谐振电路的Q值，以便放大器输出端不会形成很低的谐振阻抗。Rsnub一般在谐振点的CL电抗处取值，在本例中为-j35Ω，以便将输出谐振电路的Q值拉低至1左右。Csnub经调整要在输出谐振频率点完全插入Rsnub，也就是Csnub 的电抗成份

　　图9：使用输出阻尼器。

　　电流反馈放大器的负输入实际上是一个缓冲器输出，也会有图8所示的串联特性。因此它自己就可能在Cpar的作用下振荡，就像输出端一样。应设法减小Cpar和任何相关的电感。遗憾的是，负输入端的阻尼器会修改闭环增益与频率的关系，因此不是很有用。

　　奇怪的阻抗

　　许多放大器在高频时都呈现出输入阻抗怪事。两个输入晶体管串联的放大器更是如此，就像达林顿管那样。许多放大器的输入端都有一个npn/pnp晶体管对，其频率方面的行为与达林顿管非常相似。在远大于GBF的频率点，输入阻抗的实数部分会变负值。电抗性源阻抗将与输入电容和电路板电容一起谐振，而负的实数分量将加剧振荡。当从未端接电缆驱动时，这也可以允许在许多重复性的频率点振荡。如果输入端不可避免使用长电感线，可以用一连串吸能电阻分段，或在放大器输入脚安装一个中等阻抗的阻尼器(约300Ω)。

　　电源

　　需要考虑的最后一个振荡源是电源旁路电容。图10显示了一部分输出电路。Lvs+和Lvs-是封装、IC绑定线、旁路电容物理长度(跟任何导体一样也是电感性质)以及电路板走线电感串联起来的必不可少的电感。另外包含在内的还有将局部旁路电容与电源总线余下部分(如果不是电源层的话)连接在一起的外部电感。虽然3-10nH看起来不多，但在200MHz时也有3.8到j12Ω。如果输出晶体管传导的是大的高频输出电流，那么在电源电感上将产生压降。

　　图10：电源旁路电容细节。

　　放大器的其余部分需要安静无干扰的电源，因为一定频率之上它就不能抑制电源了。在图11中我们可以看到LTC6268在不同频率处的电源抑制比 (PSRR)。因为补偿电容与所有没有接地引脚的运放中的电源有关，它们会将电源噪声耦合进放大器，gm必须能够消除这个噪声。由于补偿的原因，PSRR 可以减小1/f，过了130MHz后电源抑制实际上变成了增益。