电流反馈运放大器

问：我注意到CFA的电流噪声很高，这会不会在使用它时会受到限制?

答：你说得对。CFA反向输入端电流噪声比较高，大约为20~30pA/Hz。但是与类似的VFA相比较，CFA的输入电压噪声非常低，一般小于2nV/Hz，而且其反馈电阻也很小，通常小于1kΩ。在增益为1时，CFA的主要噪声源是流过反馈电阻的反向输入端的噪声电流。20pA/Hz的输入噪声电流和750Ω的RF在输出端产生的15nV/的电压噪声成为主要噪声源。当增益增加时(减小输入电阻RG)，由输入电流噪声产生的输出电压噪声不会增加，这时运放的输入电压噪声成为主要噪声源。比如，当增益为10时，输入噪声电流在输出端产生的噪声电压折合到输入端仅为15nV/，用平方和的平方根(RSS)形式加到放大器的输入噪声电压上，这样总的输入噪声电压仅为25nV/(忽略电阻噪声)。因此在低噪声应用中，CFA是很吸引人的。

问：用CFA构成四电阻差动放大器会怎么样?会不会因CFA的两个输入端电阻不平衡而不适用于这类电路?

答：你问得好!这是对CFA常有的误解。CFA的两个输入端电阻确实不匹配，但理
想差动放大器的传递函数照样可以用。两个输入电阻不相同会有什么样结果?低频时，四电阻差动放大器的CMR由外电阻比值匹配情决定，01%的电阻匹配相应的CMR约为66dB；高频时，要关心的问题是输入阻抗形成的时间常数的匹配。高速VFA通常具有匹配得非常好的输入电容，在1MHz时CMR柯达到60dB。由于CFA的输入级不平衡，其输入电容不可能匹配好。这意味着为减少时间常数失配，在某些运放的同相输入端须接一个外部电阻(100至200Ω)。如果仔细选择电阻，那么CFA也能产生与VFA相当的高频CMR。在牺牲一部分信号带的情况下
外加手调电容可以进一步提高VFA和CFA的性能。若要求更高的性能，最好选择单片高速差动
放大器，如AD830。无需电阻匹配，它在1MHz时CMR大于75dB，在10MHz时CMR约为53dB。

问：你认为用反馈电容调节放大器带宽情况会怎样?反相输入端低阻抗会不会使CFA对此节点上的旁路电容敏感性减小?容性负载情况又会怎样?

答：首先考虑在反馈环路上有一个电容的情况。对于VFA，在噪声增益范围内，会产生一个极点，但对CFA，在其反馈电阻范围内要出现一个极点和一个零点，如图4所示。请记住，反馈电阻与开环互阻交点处的相位裕度决定闭环稳定性。电容CF与RF并联后的反馈电阻为：
ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］1+sCFRFRG
RORFRG+RFRO+RGRO1_sCFRF

图4 电容反馈电容的作用

极点出现在1/2πRFCF，零点出现在1/［2π(RF∥RG∥RO)CF］。如果ZF与Z
OC 交点处频率太高，开环相移太大会引起不稳定。对于积分电路，若RF→∞，极点
出现在低频处，在高频处几乎没有电阻限制环路增益，为限制环路高频增益，用一个电阻与
积分电容串联用来限制高频环路增益，这样可以稳电流反
馈积分器。CFA不适用于电抗反馈型滤波器结构，例如阻容并联的反馈滤波器，但用CFA构成
的SallenKey滤波器除外，因为它被用作固定增益单元电路。总之，不希望在CFA的RF两端并接电容。另一个要考虑的问题是CFA的反向输入端旁路电容的影响。记得VFA，旁路电容会在噪声增益上建立一个零点，增加噪声增益与开环增益间的闭合速度(rate of closure)，若不进行频率补偿，产生过大的相移会导致电路不稳定。对CFA，旁路电路有同样的影响，只不过此问题讲得较少。附加输入旁路电容的反馈电阻表达式可写作：
ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］［1+sC IN RFRGRO］RFRG+RFRO+RGRO］零点出现在1/［2π(RF∥RG∥RO)C ON ］，见图5中f Z1 。这个零点使CFA产生和VFA一样的麻烦，只是由于反相输入阻抗低，零点的转折频率变高。考虑宽带VFA的RF=750Ω，RG=750Ω，C IN =10pF，在1/［2π(RF∥RG)C IN ］处的零点频率约为40MHz，RO为40Ω而其它电路参数完全相同的CFA将把零点抬高到400MHz左右。对于单位增益带宽都为500MHz的两种运放，VFA需要有反馈电容补偿，以减小C IN 的影响，同时要减小信号带宽。CFA虽然因零点会有一些附加的相移，但由于转折频率高十倍，受C IN 的影响就没有VFA那么大。CFA的信号带宽比VFA要大，若要求通带内平坦或脉冲响应最优，也可以进行补偿。为减小ZF和Z OL 之间的闭合速度，加一个小电容并联在RF上，就可以改善响应。要至少保证45°的相位裕度，应当选择反馈电容放到ZF与ZOL 相交的极点处，如图5中fP点。请不要忘记反馈电容所产生的高频零点f Z2
的影响。

图5 反相输入端旁路电容的作用

CFA中负载电容呈现出和VFA中一样的问题：增加误差信号相移，引起相位裕度变小，可能产
生不稳定。处理容性负载有几种公认的电路方法，但对于高速运放，最好的方法是在运放的
输出端串联一个电阻(见图6)，在反馈环的外面有了与负载电容串接的电阻，放大器不直接

图6 驱动容性负载的串联输出电视

驱动纯容性负载。CFA还可嫌加RF以减小环路增益。不管采用什么方法，带宽、压摆率
及建立时间总会有些损失。最好根据要求的特性，如最快上升时间、达到规定精度的最快建
立时间、最小过冲或通带平坦性，用实验方法对具体放大电路进行优化。

问：为什么你们的CFA没有一个能提供真正单电源工作且允许信号摆幅达到一个
或两上电源限?

这是人们喜爱VFA电路结构的原因之一。放大器要给出良好的电流驱动能力。并且使信号摆幅接近电源电压，通常采用共射输出级，而不是一般的射极跟随器作为输出级。共射极输出级允许输出摆幅接近电源电压，仅相差输出晶体管的V CE 饱和压降。在现有的制造工艺中，这类输出级不会提供射极跟随器那样的速度，其部分原因在于它增加了电路的复杂性且有较高的固有输出阻抗。由于CFA是专门为超高速运放和电流输出发展起来的，所
以输出级用射极跟随器电路是其特有的设计。随着高速运放制造工艺的发展，例如ADI公司的超高速互补双极型工艺(XFCB)，现在已经能够设计出共射极输出超高速运放(例如AF8041)，其带宽为160MHz，压摆率为160V/μs，+5V单电源供电。这种运放采用电压反馈，虽然在某种程度也使用了电流反馈，其速度还是受输出级限制。采用XFCB工艺制造的射极跟随器作为输出级的VFA和CFA的压摆率，都比AD8041快得多。另外，单电源运放输入级采用PNP差动对管，允许共模输入范围低到电源下限(通常是接地电位)。要为CFA设计出这样的输入级，是目前面临的主要问题。

然而，CFA可以用于单电源应用场合。ADI公司提供了许多+3V和15V单电源工作的运放。必须牢记的是，在应用中，只有信号在允许的输入电压和输出电压范围内，器件才会在偏离单电源情况下工作得很好。这就要求电平移动或交流耦合，并且偏置到适当范围。在大多数单电源系统中，已经考虑到这种要求。如果系统动态范围必须达到电源的正负限之一或两者，或者如果是在交流耦合应用中要求有最大余量(headroom)，CFA可能就不是最好的选择。当驱动大负戴时，正负电源限之间的输出摆幅性能也是一个考虑因素，在驱动50Ω或75Ω电缆时，许多电源正负限器件的输出并不能接近电源限，因为输出电流增加时，V ＣＥＳＡＴ 饱和电压也增大。如果你确实需要电源限输出性能，那就不必选用CFA。如果你要求超高速和电流输出，这才是CFA独特之处。