大信号输出的硅应变计与模数转换器(ADC)的接口实现

　　VOUTmax=5.25V×(100psi×300μV/V/psi×(1+(-2500×10-6/℃)× (-40℃-25℃))+3mV/V+(-0.015mV/V/℃)×(-40℃-25℃))=204mV

　　VOUTmin = 5.25×(-3mV/V + ( 0.015mV/V/℃×(-40℃-25℃)))=-21mV

　　因此，ADC的输入范围是-21～+204mV。

　　分辨率

　　适用于本应用的ADC应具有-21～+204mV 的输入范围和30μV/count的电压分辨率。该ADC的编码总数为(204mV + 21mV)/(30μV/count)=7500，动态范围稍低于13位。如果传感器的输出范围与ADC的输入范围完全匹配，那么一个13位的转换器就可 以满足需要。由于-21～+204mV的量程与通常的ADC输入范围都不匹配，因此要么对输入信号进行电平移动和放大，要么选用更高分辨率的ADC。幸运 的是，当前Σ-Δ转换器的分辨率很高，具有双极性输入和内部放大器，使高分辨率ADC的使用变为现实。这些Σ-ΔADC提供了更为经济的方案，而不需要增 加其他元器件。这不仅减小了电路板尺寸，还避免了放大和电平移位电路所引入的漂移误差。

　　工作于5V电源的典型Σ-Δ转换器，采用2.5V参考电压，具有±2.5V的输入电压范围。为了满足我们对于压力传感器分辨率的要求，这种ADC的 动态范围应当是：(2.5V - (- 2.5V)) /(30μV/count)=166 667，这相当于17.35位的分辨率，很多ADC都能满足该要求，例如18位的MAX1400。如果选用SAR ADC，则产生很大的浪费，因为这是将18位转换器用于13位应用，且只产生11位的结果。然而，选用18位(17位加上符号位)的Σ-Δ转换器更为现 实，尽管三个最高位其实并没有使用。因为除了廉价外，Σ-Δ转换器还具有高输入阻抗和很好的噪声抑制特性。

　　18位ADC可以用内置放大器的低分辨率转换器来代替，例如16位的MAX1416。其8倍的增益相当于将ADC转换结果向高位移了3位，从而利用 了全部的转换位并将转换需求减少到15位。不过要选用无增益的高分辨率转换器，还是有增益的低分辨率转换器，就要看具体情况下的增益和转换速率下的噪声规 格。Σ-Δ转换器的有效分辨率通常受到噪声的限制。

　　温度测量

　　如果测量温度仅仅是为了对压力传感器进行补偿，那么温度测量不要求十分准确，只要测量结果与温度的对应关系具有足够的可重复性即可，这样将会有更大 的灵活性和较宽松的设计要求。对于硅压力传感器，有三个基本的设计要求：避免自加热，具有足够的温度分辨率，保证在ADC的测量范围之内。

　　使最大Vt电压接近于最大压力信号有利于采用相同的ADC和内部增益来测量温度和压力。本例中的最大输入电压为+ 204mV，考虑到电阻的误差，最高温度信号电压可保守地选择为+180mV。将Rt上的电压限制到+180mV也有利于避免Rt的自加热问题。一旦最大 电压选定，根据在85℃ (Rt=132.8Ω)，VB=5.25V的条件下产生该最大电压可以计算得到R1。R1的值可通过公式(3)进行计算，公式中的Vtmax是RT上所允许的最大压降。温度分辨率等于ADC的电压分辨率除以Vt的温度敏感度。公式(4)给出了温度分辨率的计算方法。(注意：本例计算的是最小电压分辨率，是一种较为保守的设计。你也可以使用实际的ADC无噪声分辨。)

　　R1= Rt×(VB/Vtmax-1) (3)

　　R1=132.8Ω×(5.25V/0.18V-1)≈3.7kΩ

　　TRES=VRES×(R1 + Rt)2/(VB×R1×ΔRt/℃) (4)

　　这里，TRES是ADC所能分辨的摄氏温度测量分辨率。

　　TRES=30μV/count×(3700Ω+ 132.8Ω)2/(4.75V×3700Ω×0.38Ω/℃)≈0.07℃/count

　　0.07℃的温度分辨率足以满足大多数应用的要求。但是，如果需要更高的分辨率，有以下几个选择：使用一个更高分辨率的ADC;将RTD换成热敏电阻，或将RTD用于电桥，以便在ADC中能够使用更高的增益。

　　注意，要得到有用的温度结果，软件必须对供电电压的变化进行补偿。另外一种代替方法是将R1连接到VREF，而不是VB。这样可使Vt不依赖于VB，但也增加了参考电压的负载。

　　结论

　　硅压阻公式应变计比较高的输出幅度使其可以直接和低成本、高分辨率Σ-ΔADC接口。这样避免了放大和电平移位电路带来的成本和误差。另外，这种应变计的热特性和ADC的比例特性可被用来显著降低高精度电路的复杂程度。