针对DDR2-800和DDR3的PCB信号完整性设计

图8: 相互耦合走线的s-parameters

　　6. 电源完整性

　　这里的电源完整性指的是在最大的信号切换情况下，其电源的容差性。当未符合此容差要求时，将会导致很多的问题，比如加大时钟抖动、数据抖动和串扰。

　　这里，可以很好的理解与去偶相关的理论，现在从”目标阻抗”的公式定义开始讨论。

Ztarget=Voltage tolerance/Transient Current (1)

　　在这里，关键是要去理解在最差的切换情况下瞬间电流（Transient Current）的影响，另一个重要因素是切换的频率。在所有的频率范围里，去耦网络必须确保它的阻抗等于或小于目标阻抗（Ztarget）。在一块 PCB上，由电源和地层所构成的电容，以及所有的去耦电容，必须能够确保在100KHz左右到100-200MH左右之间的去耦作用。频率在 100KHz以下，在电压调节模块里的大电容可以很好的进行去耦。而频率在200MHz以上的，则应该由片上电容或专用的封装好的电容进行去耦。实际的电源完整性是相当复杂的，其中要考虑到IC的封装、仿真信号的切换频率和PCB耗电网络。对于PCB设计来说，目标阻抗的去耦设计是相对来说比较简单的，也是比较实际的解决方案。

　　在 DDR的设计上有三类电源，它们是VDD、VTT和Vref。VDD的容差要求是5%，而其瞬间电流从Idd2到Idd7大小不同，详细在JEDEC里有叙述。通过电源层的平面电容和专用的一定数量的去耦电容，可以做到电源完整性，其中去耦电容从10nF到10uF大小不同，共有10个左右。另外，表贴电容最合适，它具有更小的焊接阻抗。

　　Vref要求更加严格的容差性，但是它承载着比较小的电流。显然，它只需要很窄的走线，且通过一两个去耦电容就可以达到目标阻抗的要求。由于Vref相当重要，所以去耦电容的摆放尽量靠近器件的管脚。

　　然而，对VTT的布线是具有相当大的挑战性，因为它不只要有严格的容差性，而且还有很大的瞬间电流，不过此电流的大小可以很容易的就计算出来。最终，可以通过增加去耦电容来实现它的目标阻抗匹配。

　　在4层板的PCB里，层之间的间距比较大，从而失去其电源层间的电容优势，所以，去耦电容的数量将大大增加，尤其是小于10 nF的高频电容。详细的计算和仿真可以通过EDA工具来实现。

　　7. 时序分析

　　对于时序的计算和分析在一些相关文献里有详细的介绍，下面列出需要设置和分析的8个方面：

　　1. 写建立分析： DQ vs. DQS

　　2. 写保持分析： DQ vs. DQS

　　3. 读建立分析： DQ vs. DQS

　　4. 读保持分析： DQ vs. DQS

　　5. 写建立分析： DQS vs. CLK

　　6. 写保持分析： DQS vs. CLK

　　7. 写建立分析： ADDR/CMD/CNTRL vs. CLK

　　8. 写保持分析： ADDR/CMD/CNTRL vs. CLK

　　表2举了一个针对写建立（Write Setup）分析的例子。表中的一些数据需要从控制器和存储器厂家获取，段”Interconnect”的数据是取之于SI仿真工具。对于DDR2上面所有的8 项都是需要分析的，而对于DDR3，5项和6项不需要考虑。在PCB设计时，长度方面的容差必须要保证total margin是正的。

表2: 针对DQ vs. DQS的DDR3写保持时域分析案例

　　8. PCB Layout

　　在实际的PCB设计时，考虑到SI的要求，往往有很多的折中方案。通常，需要优先考虑对于那些对信号的完整性要求比较高的。画PCB时，当考虑一下的一些相关因素，那么对于设计PCB来说可靠性就会更高。

　　1. 首先，要在相关的EDA工具里要设置好里设置好拓扑结构和相关约束。

　　2. 将BGA引脚突围，将ADDR/CMD/CNTRL引脚布置在DQ/DQS/DM字节组的中间，由于所有这些分组操作，为了尽可能少的信号交叉，一些独立的管脚也许会被交换到其它区域布线。

　　3. 由串扰仿真的结果可知，尽量减少短线（stubs）长度。通常，短线（stubs)是可以被削减的，但不是所有的管脚都做得到的。在BGA焊盘和存储器焊盘之间也许只需要两段的走线就可以实现了，但是此走线必须要很细，那么就提高了PCB的制作成本，而且，不是所有的走线都只需要两段的，除非使用微小的过孔和盘中孔的技术。最终，考虑到信号完整性的容差和成本，可能选择折中的方案。

4. 将Vref的去耦电容靠近Vref管脚摆放；Vtt的去耦电容摆放在最远的一个SDRAM外端；VDD的去耦电容需要靠近器件摆放。小电容值的去耦电容需要更靠近器件摆放。正确的去耦设计中，并不是所有的去耦电容都是靠近器件摆放的。所有的去耦电容的管脚都需要扇出后走线，这样可以减少阻抗，通常，两端段的扇出走线会垂直于电容布线。

　　5. 当切换平面层时，尽量做到长度匹配和加入一些地过孔，这些事先应该在EDA工具里进行很好的仿真。通常，在时域分析来看，差分线里的两根线的要做到延时匹配，保证其误差在+/- 2ps，而其它的信号要做到+/- 10 ps。

　　9. DIMM

　　之前介绍的大部分规则都适合于在PCB上含有一个或更多的DIMM，唯一列外的是在DIMM里所要考虑到去耦因素同在DIMM组里有所区别。在DIMM组里，对于ADDR/CMD/CNTRL所采用的拓扑结构里，带有少的短线菊花链拓扑结构和树形拓扑结构是适用的。

　　10. 案例

　　上面所介绍的相关规则，在DDR2 PCB、DDR3 PCB和DDR3-DIMM PCB里，都已经得到普遍的应用。在下面的案例中，我们采用MOSAID公司的控制器，它提供了对DDR2和DDR3的操作功能。在SI仿真方面，采用了 IBIS模型，其存储器的模型来自MICRON Technolgy,Inc，对于DDR3 SDRAM的模型提供了1333 Mbps的速率。在这里，数据是操作是在1600 Mbps下的。对于不带缓存（unbuffered）的DIMM（MT_DDR3_0542cc）EBD模型是来自Micron Technology，下面所有的波形都是采用通常的测试方法，且是在SDRAM die级进行计算和仿真的。图2所示的6层板里，只在TOP和BOTTOM层进行了布线，存储器由两片的SDRAM以菊花链的方式所构成。而在DIMM的案例里，只有一个不带缓存的DIMM被使用。图9-11是对TOP/BOTTOM层布线的一个闪照图和信号完整性仿真图。

图9: 只有在TOP和BOTTOM层走线的DDR3的仿真波形

（左边的是ADDRESS和CLOCK网络，右边的是DATA和DQS网络，其时钟频率在800 MHz，数据通信率为1600Mbps）

图10: 只有在TOP和BOTTOM层走线的DDR2的仿真波形

（左边的是ADDRESS和CLOCK网络，右边的是DATA和DQS网络，其时钟频率在400 MHz，数据通信率为800Mbps）

图11: 只有在TOP和BOTTOM层走线的DDR3-DIMM的仿真波形

（左边的是ADDRESS和CLOCK网络，右边的是DATA和DQS网络）

　　最好，图12显示了两个经过比较过的数据信号眼图，一个是仿真的结果，而另一个是实际测量的。在上面的所有案例里，波形的完整性的完美程度都是令人兴奋的。

图12: 800 Mbps DDR2的数据信号仿真眼图(红) 和 实测眼图 (蓝)

　　11. 结论

　　本文，针对DDR2/DDR3的设计，SI和PI的各种相关因素都做了全面的介绍。对于在4层板里设计800 Mbps的DDR2和DDR3是可行的，但是对于DDR3-1600 Mbps是具有很大的挑战性。