电容负载稳定性：输出引脚补偿 系列之一
图 9.11 说明了我们如何利用 RCO 及 CCO 获得建议的 Aol 修正曲线。另外我们还需要考虑另外一个极点，因为 CCO 在某些高频情况下会短路，而且 CL 与 RCO 将形成一个附加高频极点。即使此极点在 fcl2 之外出现，我们的情况仍然正常。
由于知道 Ro 与 CL，因此可以利用图 9.12 所示公式以及图 9.10（曲线 2）建议的 Aol 修正曲线计算出补偿分量 RCO 与 CCO 以及由 RCO 与 CL 形成的超高频极点。
我们在图 9.13 中采用输出引脚补偿方法绘出预测曲线。由于 XTR115 之内的闭环运算放大器以 2 倍增益运行（6dB），闭环 VREF/VIN 曲线始终保持平直，直到在 fcl2 位置与 Aol 修正相交，由于环路增益已经等于零，因此此后该曲线随 Aol 修正曲线一直降低。
图 9.13：最终预测曲线：输出引脚补偿
图 9.14 是在采用图 9.11 所示电路的情况下，我们的 AC 稳定性分析 TINA Spice 模拟结果。在 fcl2 位置时可以看到每十倍频程 20dB 的闭合速率，但是我们应当通过相位图了解详细情况。
图 9.14：Aol 与 Aol 修正：输出引脚补偿
图 9.15 所示的环路增益图证明我们的输出引脚补偿方法可以产生稳定的电路。在 fcl2 位置时相位裕度为 40度，相位在环路增益带宽范围内不会过多低于 45 度。如果需要，我们可以细微调节输出引脚补偿值，以便在 fcl2 获得更高的相位裕度。
图9.15：环路增益：输出引脚补偿
图9.16中的电路采用瞬态稳定性测试来检查采用了输出引脚补偿的最终电路。
图9.16：瞬态稳定性测试：输出引脚补偿
图 9.17 所示的瞬态稳定性测试结果证明了我们的环路增益检查，即输出引脚补偿可以产生稳定的电路。一个较低的过冲以及无过度振铃的一个下冲看起来接近典型的、45 度相位裕度补偿电路。
图9.17：瞬态稳定性图：输出引脚补偿
图 9.18 所示的 TINA Spice 电路使我们能够检查最终的 VREF/VIN 闭环 AC 响应是否符合在图 9.13 中的预测。
图 9.18：VREF/VIN AC 电路：输出引脚补偿
根据图 9.13，我们估计 fcl2 约为 5kHz，因此预计对于 VREF/VIN 而言在该点会出现陡然降低。在图 9.19 中，我们可以看出闭环 AC 响应符合预测结果。在 AC 闭环响应中存在轻微峰化现象，不过其对于本应用不会造成影响。同样，如果我们希望减少这种峰化现象，就需要再次利用我们的输出引脚补偿把 fcl2 点的相位裕度提高到 40 度以上。
图9.19：VREF/VIN AC响应：输出引脚补偿
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