电动车用串联多电平逆变器

摘 要：介绍了电动车用串联多电平逆变器的基本工作原理与方法。
关键词：电动车；多电平；逆变器
中图分类号：TM46 文献标识码：A 文章编号：0219-2713（2005）05-0001-10

1 概述
随着汽车数量的不断增加，汽车排放气对环境造成的污染越来越严重，在大城市中，汽车排放气占了大气污染物(一氧化碳，碳氢化合物以及氮的氧化物)的60～80％．已经成为空气污染物的主要来源。为了减少城市中的空气污染．适应世界各国越来越严格的汽车排放标准．各大汽车公司均投入了巨资积极发展电动车。其中电动大客车由于载客量大．综合效益高已成为优先发展的对象。电动车(尤其是电动大客车)大都采用三相交流电动机，由于电机的功率都比较大，使三相逆变器中的开关器件需要承受的电压和电流的应力较大，较高的du/dt又使电磁辐射干扰严重，并且还使开关器件的发热量增大。而采用串联多电平逆变器，则可以大大减少开关器件承受的电压应力．也降低了du/dt的值和电磁辐射干扰，同时开关器件的发热量也大大减少；由于输出电压电
平数的增加，也使输出电压的波形更加接近于正弦，控制性能也得到了较大的改善。

图 1 为电动车用串联多电平逆变器的主电路 图，其中每一相都是由N个单相全桥式逆变器直 接串联组成的，每一个单相全桥式逆变器，都具有 独市且相同的直流电源供电，在电动车上就是由 独立且相同的蓄电池供电．以便于蓄电池的外充 电及拆卸更换。电动车用串联多电平逆变器，在 本文中介绍两种，一种是采用单相全桥式SPWM 逆变单元直接串联组成的，可以调压的多电平
SPWM逆变器；另一种是采用单相全桥式方波逆 变单元直接串联组成的、不可以调压的多电半逆 变器。

2 可调压的串联多电平SPWM逆变器
可调压的串联多电平SPWM逆变器，是通过 N个具有相同独市直流电源的单相全桥式三阶 SPWM逆变单元以直接串联的方式级联而成的。 它的控制方法是用N个依次移开2π/N相位角 的载波三角被、与同一个正弦调制波进行比较，产 生出N组控制信号，用这N组控制信号(N组信 号依次相差2π/N相位角)去依次控制N个具有 相同独立直流电源的单相全桥式三阶SPWM逆变 单元，使每一个单相全桥逆变单元输出相同的基 波电压，然后将N个单相全桥逆变单元的输出电 压直接串联叠加起来，就可以得到多电平SPWM 低谐波电压输出，这种串联不存在开关器件的均 压问题。

2.1 两个单相全桥式三阶SPWM逆变单元的串联
两个具有相同独立直流电源单相全桥式 SPWM逆变单元的直接串联电路如图2所示。由于 N=2．所以载波三角波的移相角α=2π/2=π=180。对于三相输出逆变器来说，其A相电路由两 个单相全桥式SPWM逆变单元A1和A2串联组 成.A1的载波三角波的移相角α=0；A2的载波三 角波的移相角α=2π/2=180。A1和A2的载波三 角波用同一个A相的正弦波进行调制．这样就可 以得到A1的输出电压up1和A2的输出电压Up2. up1和up2具有相同的基波电压.A1和A2串联后的 输出电压uA=up1+up2就是输出为接近于正弦波的SPWM多电平阶梯波．其波形如图3所示.

为了求出单相全桥式三阶SPWM逆变单元 A1及A2的输出电压up1.up2的SPWM波形，必须先求出SPWM波形中各个脉冲前，后测a、h点的座标，为此先列出载波三角波的方程式。

对于单相全桥式三阶SPWM逆变单元A1，α=0

对于单相全桥式三阶SPWM逆变单元A1，α=180。

对于单相全桥式三阶SPWM逆变单元A2,α=180。
式(1)～式(3)中：ωc及ωs分别为三角波和正弦 波的角频率；
Uc及Us分别为三角波和正弦 波电压的幅值。
对于单相全桥逆变单元A2的输出电压up2的 波形,在采样点a：

从图3中A2的up2波形可知，X=ωct在2πk+α到2π(k+1)+α区间内,在a.b点之间 得到up2的正脉冲.故可以得到up2的SPWM波的
时间函数式为

函数up2（X，Y）可以用双重傅里叶级数表示，

当n=1时，Bo1=ME；当n≠1时，Bon=0故得up2的SPWM波形的双重傅里叶级数式为

由于A1的载波三角波的α=0；A2的载波三 角波的α=l80=π，A1和A2用的又是同一个正弦调制波，所以由式(8)可得

由于up1和up2的基波电压相同；同时又有 sin m(π-0)+sinm（π-π）=0。对于cosm(π-0)+cosm(π-π)，当m等于奇数时等于零，所以式（9）和式（10）相加得到uA的双重傅里叶级数式为

由式(11)可知，N=2的串联叠加在逆变器A 相输出电压中得到的是五电平电压输出。在uA中 不再包含2F1次以下的谐波．仅包含2Fl以 上的谐波.uA=up1+up2的波形如图3所示。

2．2 N个单相全桥式三阶SSPWM逆变单元的串 联
当单相全桥式三阶SPWM逆变单元的个数 N,取等于或大于2的任一自然数时，都可以利用 上述直接串联叠加的方法，获得多电平SPWM输 出电压波形，其电路如图1中的A相所示.直接串 联叠加可以消除单相全桥式逆变单元SPWM波形 中小于NF1次的谐波成分.其载波三角波的移 相角依次移开2π/N.对于图1所示逆变器主电 路的A相，单相全桥逆变单元A1的α=0,A2的α=(2一1)2π/N,A3的α=(3一1)2π/N,……， AN的α=(N一1)2π/N，A1～AN用同一个A相 正弦波作调制波，得到A1~AN的输出电压up1~ upN的三阶SPWM波形.

一般在实际应用时，N取4或5就可以了。
例如．当N=5时．

当N=5时，串联叠加后在A相输出电压中将得到11电平SPWM电压输出，在输出电压uA中将不再包含5F1次以下的谐波，而只包含5F1次以上的谐波，其波形如图4下面部分所示。

由式(15)可知，采用N个具有独立直流电源的 单相全桥式SPWM逆变单元直接串联叠加后，在A 相输出电压中将得到(2N+1)个电平的SPWM电 压输出，在uA的双重傅里叶级数中可以消除NF1 次以下的谐波。例如当开关频率fs=6 000 Hz，载 波比F=wc/ws=120．N=5时，在A相输出电压 的傅里叶级数中,将可以消除5120l_6001 次以下的谐波,使uA波形基本上成为正弦波电 压。

3 不能调压的串联多电平逆变器
所谓不能调压的串联多电平逆变器,是指这 种逆变器采用单相全桥式方波逆变单元串联叠加 的。单相全桥式方波逆变单元没有经过SPWM调 制,所以，这种串联多电平逆变器的输出电压不是 多电平SPWM电压，而是纯电多平阶梯波电压，因 此，这种串联多电平逆变器不具备调压功能，要想 调压就必须另外加人PWM调压功能。
可调压的串联多电平SPWM逆变器，是由单 相全桥式SPWM逆变单元串联而成的，它经过了 两次波形改善：一次是单相全桥式逆变单元本身 的SPWM调制、另一次是N个逆变单元的串联叠 加，所以对波形改善的效果较好。而由单相全桥方 波逆变单元串联而成的不能调压的串联多电平逆 变器，由于单相全桥方波逆变单元本身不能通过 SPWM改善波形，而只能依靠串联叠加改善波形， 因而波形改善的效果较差。为了提高对波形的改 善效果,对于单相全桥方波逆变单元串联组成 的纯多电平阶梯波逆变器采用了给定触发角的方 法。给定触发角的方法有两种：一种是通过波形逼 近法来给定．另一种是采用消除特定谐波法来给 定。
3.1 用波形逼近法给定触发角
不能调压的串联多电平逆变器的输出电压阶 梯波波形如图5所示，所谓用波形逼近法来给定 触发角．就是用阶波的面积与正弦波面积相等 法来给定触发角α1,α2，...αN的值。具体作法是使 正弦波外侧与阶梯波构成的小三角形面积.依次 和正弦波内侧与阶梯波构成的小三角形面积相 等。用这种方法确定的阶梯波各阶梯起始点的触 发角值，可以使阶梯波的谐波含量大大减少. 当 N=4时，用上述波形逼近法确定的给定触发角α1~α4的值为α1=7.5。，α2=22. 5。，α3=37. 5。，α4=67. 5。
由上述αa1~α4的值．算出输出电压阶梯波中的 谐波、谐波畸变率和畸变总量如表2所列.包括第99 次谐波以内的谐波．其畸变总量为8.7403%。

3.2 用消除特定谐波法给定触发角
在用消除特定谐波法给定触发角时，假定α1，α2...αN、为对应于各阶梯起点的角，如图6所示, 则基波和各次谐波幅值的表示式为

由式（2）解出各次谐波的幅度如表3所列。

由表3可知，当α1=0.857，α2=24. 857，α3=35.143，α4=60.857时．N=4的串联叠加 可以消除9次以下的谐波和零序谐波，使输出电 压波形得到了很大的改善。当以钟脉冲来给定阶 梯起点的触发角时，半个阶梯波周期的钟脉冲个 数为对应第一个钟脉冲，α2对应 第个钟脉冲，α3对应第个钟脉冲，α4对应第个钟脉冲。

在图6中,虚线表示的是用波形逼近法得到的 阶梯波形和给定触发角的值：实线表示的是用消除 特定谐波法得到的阶梯波形和给定触发角的值。

4 串联多电平逆变器的特点
用单相全桥式逆变单元直接串联组成的三相 多电平逆变器，与三相半桥式两电平逆变器相比 具有如下的特点：
1)负载中性点N的电压可以保持恒定 对 于两电平的三相逆变器,当以直流电源电压的中 点电压E/2为参考电压时，其负载中性点N的电 压是脉动的，脉动的幅度为E/6。对于串联多电平 逆变器而言．其输出电压是多电平阶梯波．假设每 一个单相伞桥逆变单元的直流侧电压为E，则其 输出的相电压uA、uB、uC是多电平阶梯波电压，阶 梯波的电平分别为E，2E，3E，...NE，假没uN=
E．由可得unn/=0。说明负 载中性点N的电压保持恒定.
2)要保证蓄电池的充放电均衡 由图5可 知，串联多电平逆变器在每一个阶梯波半周期中， 各个单相全桥逆变单元A能性~A4的输出功率由于 输出电压波形宽度的不同而不相等，亦即A1~A4 各蓄电池的输出功率不相等。为了要保证每一个 蓄电池的放电均衡，必须以每一个阶梯波半周期 为一个单位．顺序交替地切换各个单相全桥逆变 单元A1~A4的输出电压波形，如图7所示。这种 串联多电平逆变器本不能调压，但电动车要求调 压,为此可以另外加入PwM调压功能其方法如图 8所示。

――用钟脉冲产生出载波三角波uc，用uc与 直流控制信号u4在比较器中进行比较产生出 EPwM正脉冲信号。
――将原来不需调压的驱动信号和EPwM信 号．起送到如图8(b)所示的门电路，当两个输入 信号同时为正时就可以得到可调压驱动信号.
3)蓄电池在充电和再生制动时的工作 蓄电 池在充电和再生制动时，多电平逆变器工作在整 流状态，每一个单相全桥逆变单元A1~A4,当上桥 臂或下桥臂全部导通时，该逆变单元的蓄电池则 被旁路。假设N个逆变单元串联i个逆变单元被 旁路，则此时的输出电压瞬时值为(N一i)E.通过 旁路方式可以灵活地对蓄电池充电，同时还口可以 控制再生制动的力矩。
4)多电平逆变器的实用控制法 串联多电平 逆变器的实用控制法，还可以采用谐波PwM控 制法(SHPWM)如图9所示，和空间向量控制法。
SHPWM控制法是采用N个幅值上连续分 布，具有相同频率、相同幅值的载波三角波与一个 共同的正弦调制波进行比较，在正弦波大于三角 波的地方产生出驱动脉冲，根据载波三角波的相 位不同又可以分为几种情况．这里不再详述, 由于电动车对电动机的动态响应有较高的要 求．所以采用三相异步电动机作动力的电动车，一 般都适合采用空间向量控制法．此法还可以提高 电池电压的利用率．也使多电平逆变器可以输出 多种SPWM电平，因此在利用电流跟踪控制时．可 以大大降低开关次数，减少输出电流的谐波．提高 跟踪效果。
当采用空间向量控制法时，逆变器的输出向 量可以表示为

式中：uAN,uBN,uCN是A，B，C相输出对于中性点N的电压：
单相全桥式逆变单元的输出状态为

每一相可以输出2N种电压，三相可以组合 出的空间电压向量的个数为8N3。考虑到输出向 量必须维持中性点电压的稳定．在静态座标系中， 可行的空间向量种类的数量为3(2M)(2N-1)+1. 对于N=4的串联叠加．可以选择的空间向量个 数为169个。
由于串联多电平逆变器存在开关冗余状态,即 对于同一个空间向量可以通过多个开关组合来实 现,这是由于多重叠加逆变器的特点决定的。由于 开关的组合不再是唯一的．为r使每一个开关器件 的工作频率相等，在选择空间向量后，还需要进行 开关频率的均衡控制,以选择合适的开关组合。

5 改进式串联多电平逆变器
传统的串联多电平逆变器采用的是具有相同 电压值的独立直流电源，能产生出2N-1个电平; 而改进式串联多电平逆变器所采用的独立直流电 源．具有不同的电压值，大体分为两种：一种是直流 电源电压以2的倍数递增，能产生出2N+1一1(或 2N+1-2)个电平；另一种是直流电源电压以3的倍 数递增，能产生出3N个电平，电平数最多，但电池 的容量与电压不成比例，故不能采用相同的单体电 池．不便于外充电，因此不宜采用。只有电池电压以 2的倍数递增时才适合于电动汽车应用.以N=2， E1=E,E2=2E，串联叠甍加出2N+1-2=23一2=6个 电平的逆变器为例，其波形如图10所示.这种串联 多电平逆变器的优点是：可以获得大于2N-1个电 平，有利于输出电压波形的正弦化：可以不必再进 行各逆变单元输出电压之间的顺序交替切换，使控 制电路简化；各独立直流电源可以采用相同的单元 电池，方便于外充电。

6 结语
串联多电平逆变器．适用于大功率的电动汽 车驱动系统，它可以减少多个蓄电池串联带来的 危险，可以降低开关器件的电压应力和降低电磁 辐射干扰.
这种串联叠加不用叠加变压器或电抗器．降 低了体积、重量和造价。

串联多电平逆变器输出电压的波形好．控制 灵活性好，控制精度高，中性点电压波动小。为维 持各个蓄电池组电量的均衡，在运行时确保了蓄 电池的放电时间一致，通过旁路方式，可以灵活地 对蓄电池充电，还可以控制再生制动的力矩。

一个N=4采用功率场效应管作开关的 10 kw串联多电平逆变器，在原型车上的实验结 果如图11所示．其中图11(a)为20％额定速度时 的波形．图l1(b)为35％额定速度时的波形.说明 串联多电平逆变器应用于电动汽车驱动系统的效 果是好的。