基于0．5 μm BCD工艺的欠压锁存电路设计

晶体管Q1和Q2，电阻R1，R2利用了带隙基准原理组成的比较器，有些文献也把这种比较器称为带隙基准比较器。文献[4]给出了类似的电路拓扑结构，但是对于电路具体工作原理没有做出详细的解释。MOS管M2，M3为其提供有源负载，M1，M2，M3，M4，M5，M6组成镜像管，R3，R4，R5，R6和M9组成电阻分压网络，其中M9管的作用下面会详细介绍，R7，M7；R8，M8组成两级反相器，Vaa是由Vcc通过稳压二极管产生。
取晶体管Q1的发射区面积是Q2的6倍，那么两个晶体管的跨导关系是：

由于电阻R1，R2的射极反馈作用，所以晶体管Q1，Q2的等效跨导分别是：

一般情况下gm2R1》1，所以Gm1Gm2。于是，当芯片的电源电压Vcc波动时，晶体管Q1的集电极电流IC1比晶体管Q2的集电极电流IC2变化量要小。正是基于这种集电极电流变化量的快慢，带隙基准比较器以IC1为参考端来比较IC1和IC2大小。首先当VCC由低压逐步上升时分以下三种情况：
(1)当Vcc比正常供电低的情况下，由于Q1的等效跨导较Q2的跨导小，流过Q2的电流IC2比流过Q1的电流IC1小。如果M1，M2，M3，M4，M5，M6都处在饱和区，那么通过电流镜M1，M2，M5，M6镜像到M6管的漏电流ID6比通过电流镜M3，M4镜像到M4的漏电流ID4(ID4和ID6均指的是大小而不包含方向)大，这在同一条直流通路下是不可能的，这就驱使M6进入线形区，以保持和M4的漏电流相等。这样带隙基准比较器的输出X点为低电位，经反向后UVLO输出高电位从而关闭基准电源和锁存整个芯片。应当注意的是此时M9管处于导通状态。
(2)当VCC继续上升到接近Von时，流过Q1和Q2集电极电流近似相等，即IC1△IC2，那么这时所有镜像对管都处于饱和区且电流相等。由于PMOS导通电阻比NMOS导通电阻大2～3倍，选择Vaa=5 V。则X点电位大于M7的阈值电压，M7管导通且首先工作在饱和区，选择M7，M8管的宽长比相等，R7=R8，此时：

只要适当选择M7，M8管的宽长比和电阻R7，R8的大小，就能使得UVLO仍然输出高电平，从而达到关断基准电源和锁存整个芯片的目的。
(3)当VCC上升到大于Von时，由于Q2比Q1的跨导大，所以，IC2迅速超过IC。假设带隙基准比较器中各个镜像对管都处于饱和区，则同第二节(1)中的分析。同一直流通路上的电流ID6较ID4小，这是不可能的，所以这会驱使M4管进入线形区。这样，带隙基准比较器输出X点电位上升到高电平，经反相器反向后使得M9管关闭。A点电位进一步被拉升，从而确保UVLO输出为低电平，使得芯片正常工作。正是由于镜像对管对流过它们电流差异具有高度敏感性，所以这种UVLO电路反应速度很快。当VCC由高压慢慢变低时，同样也有三种情况：
①当VCCVoff时，同上一情况中的(3)，IC1IC2，M4工作在线形区，M9工作在截止区，UVLO输出为低电平。
②当VCC下降到接近Voff时，类似于前面提到的(2)，这时IC1△IC2，带隙基准比较器中的各个镜像管都工作在饱和区，X点的电位同样可以驱动M7管导通，且使其首先进入在线性区(注意同前面提到的(2)的区别)，M9管关闭，UVLO输出仍为低电压。
③当VCC下降到Voff时，IC1>IC2，M6进入线性区，X点电位被拉低，经过反向器作用，M9管导通，此时进一步达到低压锁存的效果。应当注意的是此时的Von≠Voff。
从上面的分析可知，当晶体管Q1和Q2的集电极电流相等时，带隙基准比较器各个镜像对管都工作在饱和区，此时A的电压大小非常关键。设此时A点电压为VREF，Q1，Q2集电极电流为：

对于双极晶体管的基极发射极电压，有以下关系：

而IS∝SE，其中，是晶体管发射极面积。由于Q1的发射极面积是Q2的6倍，所以，式中：

由于VBE具有负的温度系数，而VT具有正的温度系数，只要适当选择电阻R1、R2的比值，就可以实现几乎零温度系数的带隙电压。现在再分别计算Von和Voff。
由上面分析可知，当电源电压VCC升高到尚未达到UVLO的开启电压Von时，UVLO输出高电平，且M9处于导通状态(忽略其导通电阻)，此时A点电压为：

只有VA>VREF时，UVLO的电平才会翻转，这样就得到了开启电压的门限值Von，

一旦VCC>Von，M9管关闭，这时A点电压：

大于VREF，使得UVLO更稳定地输出低电平。同理，可以得出UVLO的关闭电压值Voff:

那么UVLO的滞回区间为：