一种小功率单级功率因数校正电路
(1)阶段I开关管S1、S2,二极管VD2导通,输入电压Uin对电感L1充电,充电电流为i=(Uin+UN2)×ton/L1。同时,电容C1通过S2、N0和S1向负载传输能量。
(2)阶段Ⅱ开关管S1和S2关断,VD2承受反压而截止。电感中电流经过VD3向电容C1充电,直到电感中电流变为零。同时,变压器N0产生反电动势,通过VD4、C1和VD5进行磁复位,把一部分能量转移到电容中。另外,变压器也有一部分磁能通过绕组N3、VD8释放到输出端,这有助于扩大输出电压的稳定范围。
(3)阶段Ⅲ电感中电流为0,感应电压也为0,VD3承受反向电压而截止。
4实验结果
利用上述原理,做了一个小功率电源。
技术要求如下:
输入电压AC220V输入频率50Hz
输出电压DC48V输出电流4A
工作频率150kHz
关键元器件参数:储能电容220μF/450VKMH
变压器匝数:N1∶N2∶N3∶N0=15∶13∶6∶44
开关管IR460
输入电感是个很重要的元件,它的选择直接影响到实验效果。线圈引线要足够粗,否则引线压降大,损耗大。电感的气隙不能太小,太小了电感易饱和,使得电流波形在峰值时出现尖峰,降低功率因数;气隙也不能太大,否则磁心外的磁力线太多,线圈会发热,增大损耗。另外,EI型的磁心不适合作电感,应选用罐型磁心。
输入电感应满足在电流最大时,即输入电压最高时也不饱和。取N2电压为100V,当Uin为260V时,由前边公式可得D=25.8%,又频率f=150kHz,故ton=D/f=1.72μS。电感中峰值电流ip=2×(N1/N0)×Io=2.73A,根据公式
L=U/(di/dt)≈U/(△i/△t)
=(1.414Uin+UN2)/(ip/ton)(8)
得L=290μH。
实验结果见表1
表1实验结果
Uin(V) | Iin(A) | Uo(V) | Io(A) | Pin(W) | PF | η |
---|---|---|---|---|---|---|
188.1 | 1.349 | 49.8 | 3.91 | 241.3 | 0.942 | 80.6% |
197.0 | 1.298 | 50.1 | 3.92 | 243.0 | 0.939 | 80.8% |
206.3 | 1.298 | 49.8 | 4.29 | 255.3 | 0.942 | 83.6% |
217.9 | 1.241 | 48.3 | 4.27 | 261.3 | 0.938 | 78.9% |
输入电流波形如图4。
由实验记录的数据及电流波形可以看出,该电路对于改善功率因数确实有一定的作用,达到了较高的功率因数。然而由于工作中要求占空比较小,开关管等器件上损耗较大,使得电路的整体效率偏低。
另外,实验中还发现,当负载较轻时,输出稳压范围较小;当负载较重时,输出稳压范围较大。这是由于负载轻时,电容器放电较弱,电容器电压达到限压值快,从而使PWM信号占空比减小,使输出电压降低,破坏了输出稳定性。加入绕组N3及VD8,则控制了输出电压,即可控制N3上电压,而N3的电压正比于储能电容电压,故输出电压可以间接地控制储能电容电压,从而使电容晚些进入限压,扩大输出稳压范围。
图4输入电流波形
5结论
该电路对改善功率因数确有一定作用,但由于这仅是原理电路,作为实用电路还有许多待完善的地方。
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