多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计

　　为了便于分析，将图2中主变压器的两个输出绕组用两个脉冲电压源所取代，则可简化如图3所示。再将图3电路归一化，如图4所示。

　　图4电路中，N2′=N2/n=N1

Uin2′=Uin2/n=Uin1

UV2′=UV2/n=1/3=0.33V

UO2′=UO2/n=15.8/3=5.27V

IO2′=IO2·n=5×3=15A

L2′=L2/n2

C2′=C2·n2

ERS2′=ERS2/n2

　　图2至图5的归一化简化分析适用于独立电感和耦合电感的情况。对于耦合电感电路，图5中的L1和L2′在同一个磁芯上有相同的归一化匝数，因此它有相同的归一化互感值及相同的感应电压/匝数比。因此L1和L2′可合成一个互感Lm，如图6所示。

图6电路的互感、漏感等效电路

纹波电流进入U02‘的情况

图8 图7电路的归一化小信号模型

图9电感无耦合和有耦合的两路输出结果的仿真对比

　　由于电感的耦合不是百分之百，总存在漏感及外部电路的引线电感。这种影响可用L11和L12′表示。实际上Lm比L11或L12′大得多。即使在开关频率上，Lm的阻抗值比输出电容（包括ESR）的阻抗值也大得多。所以，归一化纹波电流总的大小由Lm决定。而进入各路输出的纹波电流则由L11和L12′决定。换言之，归一化纹波电流可以不同的比例分别流入不同的输出，甚至可以一路的归一化纹波电流为0，这完全取决于图6电路中L11和L12′的值。

　　如果希望纹波电流大部分流入高压输出UO2′这一路，则要求L12′比L11小得多。归一化电路如图7所示。对耦合电感进行特殊的工艺设计，就可以达到以上的目的。为了使低压输出UO1的漏感较大，可使UO1的滤波绕组位于电感的内层，而UO2的绕组位于外层，就可达到以上的目的。对于EE型铁氧体磁芯，漏感量通常小于互感量的10％，如果两个绕组双线并绕，该值约为2％。

　　图8为图7电路的归一化小信号模型。由于L12′较L11小得多，为简化分析，可忽略L12′，并假设UV1、UV2为0。在图8中，互感Lm和C2′组成主LC滤波器，而由L11和C1组成附加的LC滤波器。而如果附加的L11、C1滤波器的Q值大于1，控制环可能产生不稳定。特别是如果选定15V输出（UO2）作反馈环，虽然15V输出控制稳定，5V输出（UO1）有可能在L11－C1的谐振频率上产生自激。所以应使L11、C1滤波器Q值小于1。如果选定5V（UO1）作反馈环，则电路为两级LC电路控制，有可能产生180°的相移。由于Lm较大，采用电流控制方式时，将使第一节LC电路远离90°的相移，对系统的稳定性十分有利。

4仿真结果

　　对无耦合和有耦合电感的两路输出正激变换器的仿真电路分别按图1、图2进行。

　　为便于观察，设UO1为5V、10A，UO2也为5V、10A，主控网络为UO1，开关频率f=100kHz,L1=L2=10mH，有耦时，耦合系数为0.95，电感量L11=0.5μH,且位于UO1输出，C1=C2=3000μF,ESR1=ESR2=0.1Ω

　　仿真结果如图9所示。

5设计实例

　　图2电路中，输出1：5V，20A100W

输出2：15.8V,5A80W

归一化输出2：5.27V,15A80W

　　首先决定主变压器输出绕组和耦合电感的匝数比。

N2∶N1=(15.8＋1)∶(5＋0.6)=16.8∶5.6=3∶1(8)